CC BY
36
Т ак как динамика движения большого класса объектов, находящихся под управлением человека, в настоящее время хорошо изучена и поддается всестороннему описанию в терминах детерминированных процессов, то последний метод прогнозирования является предпочтительным при проектировании СУП объектов указанного класса. Это подтверждается также наивысшей оценкой, данной методу моделирования в таблице по сравнению с другими методами.
ЛИТЕРАТУРА
1. Силин В.Б., Заковряшин А.И. Автоматическое прогнозирование состояния и аппаратуры управления и наблюдения . М. Энергия, 1973
2. Чуев Ю.В., Михайлов Ю.Б., Кузьмин В.И. Прогнозирование количественных процессов. М., Советское радио, 1975
3. Колмогоров А.Н. Интерполирование и экстраполирование стационарных случайных последовательностей. Известия АН СССР. Серия математика Т. 5, №1, 1941
4. Беессекерский В.А. Цифровые автоматические системы, 1976
Е.М. Полянский
ОСОБЕННОСТИ ПРИМЕНЕНИЯ ИТЕРАЦИОННОГО АЛГОРИТМА ВЫБОРА СОСТАВА РЯДА ДЛЯ РЕЗОНАНСНЫХ ВТОРИЧНЫХ ИСТОЧНИКОВ ПИТАНИЯ
Одной из важных проблем проектирования источников питания (ИП) является проблема оптимального выбора состава ряда. Перед изготовителями ИП всегда стоят два вопроса: 1) на какие участки разбить весь диапазон выходных параметров (каков состав ряда); 2) сколько ИП каждого члена ряда выпускать. В последние годы для традиционных импульсных ИП был разработан итерационный алгоритм выбора состава ряда [1]. Основная идея алгоритма заключается в следующем. Для максимальных значений диапазонов основных параметров ИП через удельный объем назначается комплексный коэффициент (КК). Его величина принимается равной единице. При уменьшении величины одного из параметров значение КК уменьшается. Когда величина КК достигнет так называемой пороговой функции, принимается решение о создании нового члена ряда. В этой точке для нового значения диапазона величина КК снова принимается равной единице. Это алгоритм повторяется многократно, до тех пор, пока не будут перекрыты все диапазоны изменения параметров.
Основная идея построения резонансных ИП заключается в попытке существенного уменьшения мощности рассеивания на силовых элементах за счет исключения ситуаций, когда на ключевых элементах будут одновременно большие напряжение и ток. Этого можно достичь за счет использования процессов в резонансных контурах. Конечным результатом таких действий должно быть резкое повышение коэффициента полезного действия. Исходное число вариантов схем резонансных ИП достигает 100 [2], но на практике используются всего несколько схем [3], [4]. Стремление разработчиков к уменьшению габаритов заставляет увеличивать рабочую частоту резонансных ИП до сотен кГц, единиц и даже десятков мГц. В связи с этим возрастает влияние паразитных индуктивностей и конденса-
торов. Лучшие результаты достигаются в схемах, использующих паразитные элементы в качестве рабочих. Но в то же самое время приведенные в литературе данные позволяют сделать вывод, что эффективность резонансных ИП существенно ниже ожидаемой.
Применение известного итерационного алгоритма для случая резонансных ИП наталкивается на трудности, связанные с двумя особенностями. Во-первых, основу известного итерационного алгоритма составляет утверждение о том, что тепловой объем всегда больше геометрического. Для резонансных ИП, которые по идеи должны существенно уменьшить рассеиваемую мощность, а значит и тепловой объем, это утверждение не очевидно и требует дополнительной проверки. Это связано с тем, что теоретически мощность рассеивания резонансных ИП по сравнению с обычными ИП должна уменьшиться в несколько раз. Во-вторых, эффективность применяемых на практике резонансных ИП значительно меньше ожидаемой, что требует внимательного отношения к оценке рассеиваемой мощности, которая иногда может даже превышать аналогичные величины для обычных ИП.
Для качественного сравнения ситуаций проведем оценку мощности рассеивания мостового импульсного преобразователя с последовательным резонансным контуром [4].Мостовая схема представляет собой симметричную структуру, что позволяет представить мощность рассеивания (РРАС) как сумму мощностей отдельных элементов схемы на всех этапах работы:
РРАС = 4^Т + 4РVD + РСК + РИК + РТР + РМД + РСН , С1)
где Рvт - мощность рассеивания на одном ключевом транзисторе;
Р VD - мощность рассеивания на одном возвратном диоде;
Рск - потери мощности в конденсаторе контура Ср;
Рик - потери мощности в индуктивности контура Ьр;
Ртр - потери мощности в трансформаторе;
Рмд - мощность рассеивания на диодах моста;
Рсн - потери мощности в фильтрующем конденсаторе Сн.
Мощность рассеивания на ключевых транзисторах может быть определена как сумма мощностей, выделяемых на ключе в отдельные интервалы времени:
^Т = РНАС + РУТ + РФР + РВХ . (2)
В этой формуле: Рнас - мощность, рассеиваемая на транзисторе в режиме насыщения; Р УТ - мощность, рассеиваемая в коллекторной цепи закрытого транзистора; РФР - мощность, выделяемая на транзисторе при формировании переднего фронта; РВХ - мощность, рассеиваемая в базовых цепях ключа.
При оценке пренебрегаем мощностью на участке заднего фронта в связи с тем, что в этом промежутке времени ток близок к нулю.
Нетрудно показать, что мощность Р НАС определяется действующим значением тока (1д ) в цепи открытого ключа (RнАС ):
РНАС = тЦНдК-НАС . (3)
Как показано в [4], действующее значение тока исследуемой схемы равно:
j = Ip(2P + sin2b) + 4(E + Uco - UH)2 + I0(E + Uco - uH)sin2 b + 4[E + Uc(ti) + U^]2 Д ]¡ 2(a + b) Z0(2b-sin 2 b) Zo Zo(2a-sin2a)
где UH = qE ;
V H + uCo)(! cosa • Cosp) iozo sin p • cos a + 2U h
q = -
(E - uH + Uco)(1 - cosa • cosb) - IoZo sinb • cosa + 2uH(1 - cosa)
(E + uH + Uco)(1 - 2cosb+ cosa • cosb) + IqZq(1 - cos a) sin b - 2uH(1 - cosa)
2
n . (1 - q )sina
p = p- arctg—1----——-------------------------; a = arccosq ;
2q - (1 + q )cosa
2
t E(1 - q )sina; (4)
1q =7; (4)
Zo(q - cos a)
U Eq(1 + q)(1 - cosa) ;
U CO = ;
q - cosa
-E(1 + q)(1 - cosa)
Uc(ti) =
Zo =
q - cos a Lp 1
Cp ; w0 =V4C
Р л^РсР
При оценках мощности рассеивания на открытом ключе необходимо брать наихудший случай, который будет иметь место при максимальном 1и и минимальном Т.
Когда одна пара ключей открыта, вторая пара закрытых ключей находится под напряжением Е, что является причиной рассеивания мощности на сопротивлении утечки закрытого транзистора (Ryт ):
Е2^
Рут . (5)
ТК~УТ
В момент открывания ключа к нему будет приложено напряжение исо . В конце периода открывания (1фр) ток через открытый ключ равен 10, что позволяет, при допущении о линейном характере нарастания тока, записать для Рфр:
Рфр = ^о^о . (6)
Длительность фронта 1ф зависит от параметров входной цепи. Формы входных токов и напряжений для каждой конкретной схемы имеют достаточно сложный вид, что затрудняет получение обобщенных аналитических зависимостей для Рвх и эти зависимости должны находиться для каждой схемы индивидуально. В ряде случаев используются приближенные эмпирические зависимости:
Рвх = (0,2 - 0,3)Рнас . (7)
Мощность рассеивания на возвратном диоде можно оценить как сумму мощностей рассеивания в открытом (Рпр) и закрытом ( Рзак ) состояниях:
PVD = РПР + РЗАК . (8)
При открывании возвратных диодов ток в их цепи изменяется от нуля до значения I0 по закону [4]
E + UH -UC(t,) i(t) =-----H----------sin w0t. (9)
ZO
На начальном участке синусоиды можно принять линейный характер ее изменения, что позволяет записать для РПР:
T - 2t 2
РПР =------uIoRvd , где Rvd - сопротивление возвратного диода в прямом
6T
направлении. Для закрытого состояния: t,,E2
I Е гг
РзАК =-----и--- , где ^ОБР " сопротивление утечки возвратного диода.
ткОбр
Суммарная мощность, рассеиваемая дросселем (Рсум), имеет две составляющие: 1) мощность потерь на омическом сопротивлении (г0)обмоток (Р0); 2) мощность, определяемая потерями на гистерезис и вихревые токи (Рс).
Рсум = Ро + Рс . (10)
Величина Р0 = г01д , где 1д - действующее значение тока обмотки.
Pc = Руд(~)“ (^f Vc . (11)
Здесь f = 1/T - рабочая частота ШИМ- контроллера; Bm - максимальная индукция; Vc - объем сердечника; а и b - постоянные величины, определяемые материалом сердечника; Руд - удельные потери в сердечнике, измеренные на частоте
f0 при индукции B0.
Максимальную индукцию можно оценить по величине максимального тока в дросселе и трансформаторе [4]
2
т E(1 + Ч - 2qcosa) (12)
1max = : . (12)
Z0(q - cos a)
Мощность, рассеиваемая в конденсаторе контура (Рск), может быть оценена с учетом действующего значения тока в контуре (2.4) как
РСК = ТДгпк =
где гпк - эквивалентное сопротивление потерь конденсатора контура. Мощность, рассеиваемая в фильтрующем конденсаторе ( Рсн ) , определится как
РСН = Тпергпв ,
где гпв - эквивалентное сопротивление потерь фильтрующего конденсатора.
По аналогии с возвратными диодами, мощность рассеивания диодов моста можно выразить в виде
РМД = РПР + РОБ , (13)
где РМр - мощность, рассеиваемая на сопротивлении двух открытых диодов (R-ПР) моста; РМб - мощность, рассеиваемая на сопротивлении двух закрытых диодов ( R-об ) моста.
Нетрудно показать, что
РМ _ ОТ2 R
_ 21ттЛг
ПР - 21ИаПР ■
Проведенный на основании полученных зависимостей анализ показал, что коэффициент полезного действия резонансных источников питания (а значит и мощность рассеивания) существенно не отличаются от аналогичных значений для традиционных импульсных схем. Преимуществом резонансных ИП является существенное уменьшение размеров реактивностей в связи с ростом рабочей частоты ШИМ -контроллера, что приводит к относительному уменьшению геометрического объема. Это позволяет с уверенностью утверждать, что для трех известных схем [4] тепловой объем превышает геометрический. Но в то же самое время для каждого нового типа схем следует производить хотя бы качественную оценку соотношения объемов. Для этого желательно для всех основных схем резонансных ИП иметь формулы по расчету рассеиваемой мощности, аналогичные тем, которые были получены для обычных импульсных ИП.
ЛИТЕРАТУРА
1. Полянский ЕМ. Исследование многомерного алгоритма выбора состава ряда модулей средств электропитания. Известия ТРТУ. Тематический выпуск. Интеллектуальные САПР. Таганрог : Издательство ТРТУ, №4 (22) 2001. С. 274-280.
2. Ли Ф. К. Высокочастотные квазирезонансные преобразователи. ТИИЭР. т. 76. №4. 1988. С. 83 - 97.
3. Кассакян Д.Г., Шлехт М.Ф. Высокочастотные преобразователи высокой удельной объемной мощности для распределенных систем электропитания.
4. ТИИЭР. Т. 76. №4, 1988. С. 67 - 83.
5. Источники вторичного электропитания/В. А. Головацкий, Г. Н. Гуликович, Ю. И. Конев
и др.; Под редакцией Ю. И. Конева. - 2-е изд., переработанное и доп. М.: Радио и связь, 1990. 280 с.: ил.
Е.Г. Хаблов, С.А. Литвиненко, А.Н. Литвиненко РАЗРАБОТКА WWW-ИНТЕРФЕЙСОВ К БАЗАМ ДАННЫХ
В связи с ростом числа прикладных баз данных в Internet возникает проблема их удобного и доступного отображения в Web среде. Как правило, такие БД не имеют сложной структуры данных и связей. При этом интерфейс пользователя обладает практически одной и той же функциональностью. При создании таких WWW-интерфейсов и систем их администрирования часто приходится повторять уже проделанную ранее работу. Нашей целью являлось создание программного инструментария для автоматизации этого процесса.
На этапе проектирования приложения происходит разбиение системы на модули, чтобы их разработка была эффективной, а сами модули можно было использовать повторно в других проектах. Модуль, реализующий интерфейс пользователя, включает HTML-шаблоны для форм, PHP- или JavaScript-функции для построения элементов управления и отображения данных.
Модуль, реализующий «бизнес-логику» приложения, осуществляет обработку запросов пользователя. Модуль взаимодействия с источником информации представляет собой объект с набором свойств, характеризующих параметры дос-
