CC BY
92Компоненты и технологии, № 5'2004
Повышение эффективности импульсных модуляторов электровакуумных приборов СВЧ
с высокой частотой повторения импульсов
Компоненты
Проблема получения высокой (более 100 кГц) частоты повторения импульсов в модуляторах усилительных и генераторных электровакуумных приборов СВЧ (ЛБВ, клистронов, магнетронов и т. п.) является очень актуальной, поскольку определяет возможность реализации высоких тактико-технических характеристик современных радаров. Она заключается в необходимости отвода большой мощности рассеивания от ключевых элементов модулятора, находящихся в гермообъеме под высоким потенциалом при жестких требованиях к массе и габаритам радиопередающего устройства. Особенно это актуально для бортовой аппаратуры летательных аппаратов [1, 2].
Александр Полищук
a.polishuk@terraelectronica.ru
1
1:
радиционно модуляторы строятся по двухтактной схеме, упрощенный вид которой приведен на рис. 1, где: исм, — источники
электропитания смещения и превышения (отпирания) управляющего электрода соответственно, УТ1, УТ2 — ключевые элементы, обеспечивающие поочередную подачу на управляющий электрод соответствующих потенциалов, Сэвп — емкость катода, которая в современных электровакуумных приборах имеет величину 50-300 пФ, Исм — резистор, обеспечивающий выдачу напряжения смещения в паузе.
Динамические потери, возникающие при перезарядке выходной емкости модулятора С0 = 2Сси и емкости электровакуумного прибора Сэвп, определяются соотношением:
Р1 = (Со + Сэ
„)(іисмІ + іипрІ)^ (1)
где { — частота повторения импульсов. Значение (1исм1 + 1Ипр1) может меняться от 1000-3000 В (ЛБВ) до 20000 В (гироклистроны). Очевидно, что при частотах повторения импульсов 100-1000 кГц рассеиваемая мощность на ключевых элементах достигает 100-2000 Вт.
Идея значительного снижения динамических потерь заключается в переводе части мощности, выделяемой при коммутации паразитной емкости в ре-
активную составляющую. Схема, реализующая данный принцип, приведена на рис. 2, где обозначены: Е — источники напряжения канала смещения, Е=(іисмІ + іипрІ)/2, Е1 — источник напряжения превышения, Е1 = ипр, УТ1, УТ2 — ключевые транзисторы двунаправленного коммутатора, УТ3, УТ4 — ключевые транзисторы фиксации напряжения на вершине импульса и в паузе, Ь — катушка индуктивности, Сн = (С0 + Сэвп) — эквивалентная емкость нагрузки модулятора.
В исходном состоянии Сн заряжена через Исм до уровня напряжения смещения исм = (2Е-Е1), транзисторы УТ1 — УТ4 закрыты. В момент прихода импульса УТ2 открывается и Сн начинает разряжаться через УТ2, катушку индуктивности Ь и встроенный диод транзистора УТ1. Этот разряд имеет резонансный характер с амплитудой, приблизительно равной удвоенному перепаду напряжения 2Е на последовательном контуре ЬСн. Таким образом, через четверть периода свободных колебаний в контуре ЬСн напряжение на нагрузке Сн достигает величины Е1. В этот момент открывается транзистор УТ4 и фиксирует это напряжение (формируется вершина импульса). Отметим, что к моменту открывания УТ4 напряжение на нем близко к нулю, поэтому процесс его включения происходит практически без потерь. Транзистор УТ2 должен закрыться к момен-
Рис. 2
26
www.finestreet.ru
Є
Компоненты и технологии, № 5'2004
Компоненты
ту окончания импульса. В момент окончания импульса УТ4 закрывается, а УТ1 открывается, обеспечивая через встроенный диод транзистора УТ2 перепад напряжения на контуре ЬСн, равный Е. Через четверть периода свободных колебаний в контуре напряжение на нагрузке Сн достигает величины 2Е-Е1. В этот момент открывается транзистор УТ3 и фиксирует это напряжение (формируется пауза). К моменту открывания УТ3 напряжение на нем близко к нулю, поэтому процесс его включения происходит практически без потерь. При скважности более 2 транзистор УТ3 может закрываться, а смещение будет обеспечиваться через высокоомный резистор Исм.
Процесс формирования фронта (спада) импульса описывается нелинейным дифференциальным уравнением, в правой части которого стоит описывающая форму импульса на формирующем контуре функция вида:
ULcM = E(1 - e-et)
(2)
где в — коэффициент, определяющий длительность фронта. График функции (2) приведен на рис. 3. Дифференциальное уравнение для схемы рис. 2 имеет вид:
^ + 2а^+ш02£/ = ю02£(1-е-(,‘) (3)
т т
Решение уравнения (3):
U (f) = E -(1-
(1-------
(Р-а)2+а>с2
'Юп
(P-а) +ю,
^ а , (Р -а)юо
шс юс((Р-а)2+сос2)
г)е at COSCiJ -
)е~ш sincocf
(4)
где
а =
2L ''
где Тф — длительность фронта импульса, возбуждающего формирующий контур. Физически это означает, что формирование возбуждающего импульса должно полностью завершиться до момента достижения контурным током своего максимума. Если а/юс << 1 и выполняется условие (7), то выражение для тока на интервале формирования фронта можно записать в виде:
= <tф (8) Максимальное значение контурного тока
ГР* -—я 1^н = (9) Рассмотрим потери, возникающие в данной схеме. Их можно разделить на динамические и статические. Динамические потери обусловлены перезарядом выходной емкости С22 транзисторов двунаправленного ключа УТ1, УТ2:
И — эквивалентное сопротивление двунаправленного ключа УТ1, УТ2 в открытом состоянии,
®с = л/Ю02-«2.
График выражения (4) приведен на рис. 3 (сплошной линией) для следующих значений: И = 0,5 Ом, Ь = 4 мкГн, Сн = 300 пФ, в = 2 х 108. Как видно из рис. 3, длительность фронта формируемого импульса по уровню
0,1 0,9 составляет 100 нс, а его амплитуда
практически равна удвоенной амплитуде импульса возбуждения.
При заданных длительности фронта выходного импульса 1ф и величине Сн значение Ь находится по формуле:
(5)
P,
дин
C22Ef
(lG)
Статические потери обусловлены протеканием контурного тока (8) через эквивалентное сопротивление транзисторов УТ1, УТ2:
рст=^1№*=^Е2сл*+г) (11)
где Т — период повторения импульсов (Т = Ш), г — активное сопротивление дросселя Ь.
Таким образом, полные суммарные потери в транзисторах схемы рис. 3 составляют
Р2 — (С22 +
{фСи(Я + г)
)E2f (12)
я2С„
На рис. 3 пунктиром показана форма контурного тока ік(і).
Максимума ток достигает в момент времени, равный _____
^ = ~2 ^1С- (6)
Очевидно, что необходимое условие получения максимальной амплитуды импульса имеет вид:
Для сопоставления величин потерь в схемах рис. 1 и рис. 2, с учетом (7), запишем формулы (1) и (12) в следующем виде:
Px = C^UJ + \uj]2f
(1З)
Pi = \(С22 + Снп [ІС^І + ІС^|] /(14)
Р2_ 1
С22 . И + Г
-------1- ТС --------
Vе» Р
(15)
Как следует из выражения (15), схема, приведенная на рис. 2, обеспечивает значительное снижение потерь по сравнению с традиционной схемой (рис. 1). Например, при (1исм1 + 1Ипр!) = 3000 B, f = 250 кГц (прямоугольные импульсы типа «меандр»), ^ = 100 нс, Сэвп = 200 пФ, L = 4 мкГн, R + г = 0,5 Ом, С22 = 50 пФ (4 последовательно соединенных IGBT-транзистора с выходной емкостью 200 пФ каждый), суммарная рассеиваемая мощность в традиционной схеме (рис. 1) — Р1 = 675 Вт, а в схеме на рис. 2 — Р2 = 30,4 Вт.
Как следует из выражения (14), для получения минимальной рассеиваемой мощности необходимо выполнение условия
R + r
-----«1 (17)
Р
Как правило, характеристическое сопротивление контура р = 100...200 Ом, современные высоковольтные MOSFET-транзисторы имеют сопротивление в открытом состоянии гси = 2...10 Ом, при этом сопротивление одного ключа может достигать 50 Ом. Это не позволяет в полной мере реализовать преимущества квазирезонансного переключения. Поэтому в качестве ключей VT1, VT2 в схеме рис. 2 целесообразно использовать высоковольтные IGBT-транзисторы, у которых эквивалентное сопротивление в открытом состоянии составляет 0,03.0,06 Ом [3], что полностью удовлетворяет условию (17). МИ
Литература
1. Полищук А. Г. и др. Высокоэффективные источники вторичного электропитания радиопередающих устройств СВЧ // Вестник МГТУ им. Н. Э. Баумана, спецвыпуск «Радиоэлектроника». М.: МГТУ им. Н. Э. Баумана, 2000. № 4 (41).
2. Paul D. Brown, Jeffrey A. Casey. Improvements in Radar Transmitter Performance and Reliability Using High Voltage Solid-State Modulators and Power Supplies. 2002 IEEE International Radar Conference. April 2002.
3. Силовые полупроводниковые приборы. Книга по применению / Пер. с англ. под ред. В. В. Токарева. Воронеж. 1995.
www.finestreet.ru
27
-Q-
