CC BY
139
УДК 621.314
Н. Н. Горяшин, А. А. Соломатова
ОЦЕНКА СТАТИЧЕСКИХ ПОТЕРЬ МОЩНОСТИ В КВАЗИРЕЗОНАНСНОМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕ НАПРЯЖЕНИЯ*
Проведен сравнительный анализ статических потерь в силовых полупроводниковых элементах традиционного преобразователя напряжения с широтно-импульсной модуляцией и квазирезонансного преобразователя с переключением ключевого элемента при нулевых значениях тока.
Ключевые слова: квазирезонансный преобразователь напряжения, статические потери мощности.
Одним из перспективных направлений в развитии импульсных преобразователей электроэнергии является применение резонансных контуров (РК) в цепи электронных ключей, которое позволяет распределить энергию между элементами РК внутри одного цикла коммутации и за счет этого осуществлять переключение при нулевом значении тока или напряжения, что позволяет повысить КПД и удельную мощность преобразователя. Под влиянием элементов РК форма тока и напряжения становится близкой к синусоидальной, благодаря чему снижаются потери на высших гармониках в магнитных компонентах фильтров и трансформаторов, а также уровень коммутационных помех [1; 2].
Однако несмотря на все достоинства резонансных и квазирезонансных преобразователей по сравнению с классическими импульсными преобразователями напряжения (ПН) с прямоугольной формой сигналов в силовой цепи и широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) пиковые значения тока и напряжения в резонансном цикле могут существенно превышать аналогичные показатели традиционных ПН, что в свою очередь повышает требования к предельным характеристикам полупроводниковых силовых компонентов. Если принять во внимание частотно-импульсный закон регулирования в ПН резонансного типа и зависимость эффективного тока, протекающего через полупроводниковые компоненты силовой части ПН от текущего режима (входных и входных тока и напряжения) и параметров РК, то в заданном диапазоне регулирования выходной величины ПН можно подобрать такие параметры, при которых статические потери будут минимальными.
Проведем сравнительный анализ статических потерь в полупроводниковых ключах традиционного ПН с ШИМ и квазирезонансного ПН с переключением ключевого элемента (КЭ) при нулевых значениях тока (ПНТ) (рис. 1).
Возможны два режима ПНТ [3] (рис. 2): в режиме ПНТ-1 используется половина волны тока резонансного цикла (рис. 2, а), в режиме ПНТ-2 - полная волна тока резонансного цикла (рис. 2, б). Режим ПНТ-1 реализуется в ПН, схема которого приведена на рис. 1. Для режима ПНТ-2 из этой схемы необходимо исключить диод У01, чтобы обеспечить протекание
тока в обратном направлении через обратный диод, шунтирующий МДП-транзистор.
Рис. 1. Схема силовой части ПН с ПНТ: ивх - входное напряжение; ¥Т\ - МДП-ключ; Ьр и Ср - индуктивность и емкость РК; Ь$ и Сф - индуктивность и емкость выходного фильтра; Ян - сопротивление нагрузки
-г і г / | и 1 \т/г 1 иоО) г 1
- / уг 211ш
\ 11ц>(0
\ -І V,,
4 Ыз
а б
Рис. 2. Идеализированные сигналы в цепи РК ПН с режимами ПНТ-1 (а) и ПНТ-2 (б)
Каждый резонансный цикл работы ПНТ-преобразователя можно условно разбить на четыре временных интервала, функции тока и напряжения РК для которых описываются уравнениями, приведенными в табл. 1, при допущении, что ток дросселя выходного фильтра является постоянной величиной, равной току нагрузки в установившемся режиме /н [4].
Оценим статические потери в коммутирующих транзисторных и диодных элементах путем их сравнения с аналогичными потерями в классическом ПН с ШИМ с такой же топологией и жестким переключением КЭ при прочих равных условиях: входном и выходном напряжениях, токе нагрузки, используемой элементной базе.
* Работа выполнена при финансовой поддержке аналитической ведомственной целевой программы «Развитие научного потенциала высшей школы (2009-2011 года)» (проект № 2.1.2/9671) и федеральной целевой программы «Научные и научнопедагогические кадры инновационной России на 2009-2013 годы».
Таблица 1
Интервал времени ПНТ-1 ПНТ-2
0 < t < tl Ilp (t)_(UBx / Lp) t, UCp (t)_ 0, IVD (t)_ Iн-(Ubx / Lp )t, At, _ t, _ IKLp / ^
t < t < t2 ILp (t) _ Iн + Z0 Ubx sin (®0 (t - t1)), UCp (t) _ Ubx (1- COs(cOo (t - t, })), At2 _ t2 - tj _ ю-1 [n + arcsin(0Iн / UBX ) ILp (t) _ Iн + Z0-Uвх Sin (Ю0 (t - t1)) , UCp (t) _ Uвх ( - C0S (0 (t - t1})) , At2 _t2 -11 _ю-1 [2п-arcsin((Z0 /UBX)]
t2 < t < t3 UCp (t) _ -(t - t2 )hC- + UBX (1 - COs (ю0 (t2 - t1))), ILp (t)_ a At3 _ t3 - t2 _ IнJCpUbx ( - COs(0 (t2 - t1))) UCp (t) _ Ubx ^1 - V1 - (oIн / Ubx ) ] - ^ ( - h ) , ILp (t)_ 0,
At3 _ із - t2 _ ((Л«о ) Ubx ^1 ^ 1 - (oIн / Ubx ) ]
Примечание. В таблице использованы следующие обозначения: 10 = (Ьр /Ср)0,5 - волновое сопротивление РК; ю0 = (ЬрСр)ц>’5 -собственная частота РК.
КЭ ПНТ / РКЭ ШИМ для
При этом будем считать, что основную часть потерь мощности составляют потери на КЭ, которые в свою очередь существенно зависят от режима (ПНТ-1 или ПНТ-2), параметров РК и типов полупроводниковых ключей. Отсюда задачу анализа можно свести к поиску значения соотношения р интересующего нас диапазона нагрузок и входных напряжений, где РКЭШИМ - статическая мощность, рассеиваемая на КЭ в открытом состоянии в режиме ШИМ; РКЭПНТ - мощность, рассеиваемая на КЭ в
открытом состоянии в режиме ПНТ. Тогда это отношение будет выглядеть следующим образом:
Рк
P
КЭПНТ
| и о (t) • ^ШИМ (t )dt
0___________________
T
1 ио (t) • ^ПНТ (t)dt
(1)
где ио(/) и /(/) - напряжение на КЭ в открытом состоянии и ток, протекающий через КЭ, соответственно; Т - период преобразования. В случае использования в качестве ключа МДП-транзистора искомое соотношение находится так:
42 , .2
РКЭ ШИМ _ Ro (эфШИМ )
(
P
КЭПНТ
R
■о у- эф ПНТ
)2
эф ШИМ
I.
эф ПНТ
(2)
где Яо - сопротивление открытого канала МДП-тран-зистора; /эф - эффективное значение тока, протекающего через устройство. Таким образом, для оценки отношения статических потерь достаточно знать соотношение эффективных значений токов.
В общем случае эффективное значение тока произвольной формы для периодического сигнала соответствует его среднеквадратичному значению [5].
Для ПН с ШИМ при условии, что форма тока имеет строго прямоугольную форму, эффективное значение этого тока может быть определено как
I.
эф ШИМ
(3)
где у = т/T ~ ивых /ивх, здесь т - длительность открытого состояния КЭ, Ia ~ /н - амплитудное значение тока через МДП-ключ. Такое приближение возможно при Д/цф < 21н в установившемся режиме, где Д/^ -
размах пульсаций тока дросселя выходного фильтра; /н - ток нагрузки. Так, например, для Д1Ь^ / /н = 1 отношение среднеквадратичных значений тока между строго прямоугольной и реальной формой импульса при у = 0,5 равно 1,041.
Для определения эффективного значения тока КЭ в режиме ПНТ можно исходить из предположения, что положительная полуволна тока соответствует полуволне синусоиды с такой же амплитудой, по крайней мере при 0,75 > /н20 /ивх, учитывая необходимое условие выполнения режима ПНТ 0 < IH Z0 / ивх < 1 [2; 4]. Тогда упрощенное выражение, описывающее форму тока КЭ для режима ПНТ-1 и положительной полуволны тока для режима ПНТ-2, можно записать в виде
f(1 н + Uвх / Z0 ) Sin (tn / т) ,0 < t < Т
|V (4)
I
L (t) 10, tH < t < f-\
Основные расчетные соотношения по определению эффективного значения тока КЭ для обоих режимов ПНТ представлены в табл. 2.
Далее введем параметр, показывающий отношение эффективного значения тока КЭ в режиме ШИМ к эффективному значению тока исследуемых резонансных режимов при прочих равных условиях, определив этот параметр как функцию от тока нагрузки:
M о
Á 1н ) _
Iэф ШИМ С^н ) Ia2 Y
Iэф ПНТ С^н ) ^ f.í[Ih (')" 0 2 dt
и (4), получим
(6)
отн КЭ
(1н)!
2K (1н )
(1н + ивх / Zo ) -т(!н )
(7)
где К(Ін) - коэффициент, рассчитанный в соответствии с (5).
I
н
Таблица 2
Параметр ПНТ-1 ПНТ-2
Ьф !эф = I^0,5t / T
Ia Ia = ^ + Uвх / Z0
Ia1 - Ia1 = -^н ивх / Z0
Т T = W* / UBX + (n + arcsln(0 / UBX))®01
Тп - (n- 2arcsln(^Z0 / Uвх ))®01
T T UBXK1 (Iн ) Uвых-Л) T ивхK2(Iн) .. ивх ивых/0 ивых/0
J(Iн) ^н) IнZ0 / Uвх
Ku Uop /Uвх = (f //0)Kl(Iн) Uc, / ивх = С/к / /0)K2 (!н ) - /к / /0
Примечание. В таблице использованы следующие обозначения: 1эф - эффективное значение тока КЭ для режимов ПНТ-1 и ПНТ-2; иСр - усредненное по времени значение напряжения на конденсаторе РК, равное выходному напряжению в установившемся режиме при условии идеальности выходного фильтра; Ки - коэффициент передачи по напряжению, где К1(1н) и К2(/н) - коэффициенты, зависящие от тока нагрузки 1н для режимов ПНТ-1 и ПНТ-2 соответственно:
ВД )= 1
2п
-0,5J (/н) + arcsin (((/н ))+(\ + ^ 1 -(((/н ))2 j J (Iн )-
K 2(1н) = [2п + 0,5 J (1н) - arcsin (( (^))+(1 -^1 -(J (^ ))2 j J (^ )-1
УК - частота коммутации; f0 = ю0, параметры Ia, Ia1, т, тп определены на рис. 2
(5)
С учетом того, что режимы ПНТ-1 и ПНТ-2 имеют граничное условие по максимальному току нагрузки при прочих фиксированных параметрах 1н10 /ивх = 1 [3], определим теоретический предел функции (6) для обоих режимов ПНТ:
I.
эф ШИМ (Iн )
I
эф ПНТ
* 0,737.
(8)
M'
отн КЭ
(I.) = ■
I.
эф ШИМ У1 н
(I н )
Iэф ПНТ * (^н )
_________________
(9)
(н + Uвх / Zo ),
n-2arcsln (J0Iн / UBX )
4п • Ubx / Пвых
Кривые на рис. 3 получены численным методом с использованием функции (6) (пунктирные линии) и функции (7) (сплошные линии). Следует отметить, что в рабочем диапазоне 1н < ивых /^о, где ивых /Хо = функция (7), при выводе которой использован ряд приближений, дает высокое совпадение с точным значением на большей части графика, однако при бо-
лее высоких значениях нагрузки, т. е. при отношении 1н10 /ивх, близкому к единице, расхождение графиков становится заметным. Таким образом, уточненный теоретический предел исходного отношения (8) будет равен 0,813.
Таблица 3
Отношение между эффективными значениями тока через открытый канал МДП-ключа для режимов ПНТ и ШИМ в зависимости от тока нагрузки при параметрах, указанных в табл. 3, можно представить в виде соответствующих кривых (рис. 3). Для режима ПНТ-2 отрицательная полуволна тока течет через диод, шунтирующий МДП-ключ, поэтому отношение между эффективными значениями токов через шунтирующий диод и КЭ в режиме ШИМ определяется отдельно по формуле
Параметр Lp Cp ¿ф Сф ивых
Значение 1,04 мкГн 22 нФ 45 мкГн 20 мкФ 24 В
Параметр, показывающий отношение между эффективными значениями тока через рекуперативный диод 1В ф для режимов ШИМ и ПНТ в зависимости
от тока нагрузки при разных значениях коэффициента передачи в установившемся режиме (рис. 4), определим с помощью следующей формулы:
Id
Mо.
иэфп
t(I н )
Лф1-
:(4)
Ia2(1 -Y)
(10)
Id
изфП
(t)
dt
Анализ графиков, приведенных на рис. 4, показывает, что статические потери на рекуперативном диоде для режимов ПНТ-1, ПНТ-2 и ШИМ имеют близкие значения при прочих равных условиях. Это объясняется тем, что форма тока во всех случаях имеет схожий характер. Таким образом, для обоих режимов ПНТ можно ввести следующее допущение:
(^3 - ^11/к ~ ивых/ивх.
U
вх
Рис. 4. Зависимость отношения эффективных значений токов, протекающих через рекуперативный диод, для режимов ПНТ (а) и ШИМ (б)
На основании полученных выше результатов можно сделать два вывода:
- статические потери на КЭ в обоих режимах ПНТ выше аналогичных потерь в традиционном ПН с ШИМ при прочих равных условиях, а их отношение Мотн имеет предел, который не зависит от параметров РК, коэффициента передачи, тока нагрузки и типа режима ПНТ;
- статические потери на КЭ для двух режимов ПНТ будут тем ближе к аналогичным потерям в классическом ПН при прочих равных условиях, чем 1^0 /ивх будет ближе к единице. Однако в реальных условиях невозможно обеспечить выполнение даже приближенного равенства 1^0 /ивх - 1, так как ПН постоянного тока обычно применяются в условиях изменения напряжения первичного источника электропитания и тока нагрузки. В свою очередь выходное напряжение остается стабильным за счет замкнутого регулирования выходной величины, при этом требования к отклонению выходной величины могут быть от единиц до сотых долей процента.
Таким образом, дальнейший анализ будет сводиться к сравнению статических потерь на КЭ между исследуемыми типами ПН в широком диапазоне регулирования, т. е. к оценке разницы между статическими потерями КЭ при максимальном и минимальном входном напряжении и фиксированном значении тока нагрузки /сош1 и при максимальном и минимальном выходном токе и фиксированном значении вход-
ного напряжения Uconst. В этом случае максимальное значение тока нагрузки будет 1max = Uconst /Z0.
Произведем замену аргумента в функции J(1H) (см . табл. 1) на Imax:
J' = J(Imax) = • —7^ = Uconst / Ux , (11)
U вх Z 0
где 0 < J* < 1.
При фиксированном значении входного напряжения UBX и меняющемся токе нагрузки 1н в качестве ар гумента функции (11) можно использовать минимальное входное напряжение Umin = lconst /Z0:
J ’ = J (Umin ) = • Zt = 1н / Iconst - (12)
1 const Z 0
Таким образом, разница между J * и J состоит в том, что J вычисляется при фиксированном токе нагрузки или при фиксированном входном напряжении.
Функция (7) с использованием (11) и (12) для режимов ПНТ-1 и ПНТ-2 может быть определена как
* 1 I 4nKJ
Mmax КЭ ПНТ-1 (J)=7ттт---------------,*, (13)
1 + (J ) 1 \ п + arcsin( J ) + J
* 1 I 4пК 2 (J *)
Mmax КЭ ПНТ-2(J ) = " * _i J . * , (14)
1 + (J ) \ п + arcsin( J ) + J
где K1(J *) и K2(J *) - коэффициенты передачи для обоих режимов ПНТ в соответствии с (5) для аргу-
мента 3 . Выражения (13) и (14) показывают зависимость эффективных значений токов, проходящих через КЭ, для обоих режимов ПНТ по отношению к эффективному току для режима с ШИМ.
Для того чтобы оценить статические потери при протекании отрицательной полуволны тока через шунтирующий КЭ диод в режиме ПНТ-2, можно воспользоваться всеми рассмотренными ранее допущениями и выкладками. Тогда, подставляя (11) или (12) в (9), получим:
M
max КЭ
(J) =
1
4пК2 (j*)
( j*) _ і > п- 2arcsin(J )
(15)
Р
M,
max КЭ ПНТ-1
-l(J )_
отнПНТ , , , ,_2 , у* _1
Mmax КЭ ПНТ-2 (J ) + M max КЭ (J ) :
(16)
U,
P
■-l(J ) =
M,
max КЭ ПНТ-
-l(J )_
M
(17)
P
отн ПНТ-2
-2 (J ) =•
M
max КЭ ПНТ-1
-1(J )_
M
max КЭ ПНТ-2
(J*)_2 +
(18)
* . I * \ 1
M max КЭ (J ) ' A2yJJ )
где у = const; A2 = (ImsxR0J2)IUD. Выражение для А2 получено подстановкой Ін = Ia = J Imax в UD I(IaRoD0’5).
При использовании понижающего ПН с режимом ПНТ-1 необходимо учитывать статические потери на диоде, включенном последовательно с МДП-ключом. Тогда уравнения (17) и (18) примут вид
M
max КЭ ПНТ-1
-1(J )_
Таким образом, мы получили формулы (7), (9) в универсальном виде (13)...(15), т. е. без включения внутренних параметров исследуемых ПН, что позволяет сделать некоторые обобщенные оценки по статическим потерям на КЭ для любых условий и параметров в пределах условий реализации режима ПНТ.
Для того чтобы сравнить статические потери на КЭ между режимами ПНТ-1 и ПНТ-2, необходимо найти отношение потерь только на КЭ, так как разница между статическими потерями на рекуперативном диоде для этих режимов несущественна. Тогда отношение статических потерь на КЭ для режимов ПНТ-1 и ПНТ-2 при прочих равных условиях с учетом статических потерь на шунтирующем МДП-ключ диоде для режима ПНТ-2 может быть найдено как
+ M,
P
отн ПНТ-1
-1(J ) =-
max КЭ ПНТ
-1( J ) • 4 V J
M
max КЭ ПНТ-2
(J *) _2 +
(19)
-1
+ 1M
M
+ 1M,
Рот
l(J)=■
(J *) • A1J)
max КЭ ПНТ-1 (J )_2 +
1( j *) • а247)
max КЭ ПНТ-
M
max КЭ ПНТ-2
-2(J ) 2 +
(20)
+ (M max КЭ (J ) • A2
где ив /(/¡Коу ,) - коэффициент, который необходим, чтобы числитель каждого члена выражения был одинаковым, здесь П0 - прямое падение напряжения на шунтирующем диоде, /а = 1н, у - коэффициент заполнения для ПН с ШИМ при прочих равных условиях.
Чтобы определить выражение (15) как функцию от 3 , необходимо найти коэффициент заполнения как функцию от 3 .
Если выразить уравнение (11) как ивх = ит1П /3 и подставить его в формулу у = ивых/ивх, то получим у(3 ) = 3 ивых /ит1П при фиксированном значении тока нагрузки и условии, что выражение (11) справедливо. А если ввести Л\ = ((Цвых /Цт^/Ю/Цо, где Ко - сопротивление канала МДП-транзистора в открытом состоянии, то уравнение (16) примет вид
max КЭ ПНТ-2 (J Г +
* I * \ 1
M max КЭ (J ) • Л* J )
Функция (17) показывает отношение статических потерь на КЭ в режиме ПНТ-1 к аналогичным потерям в режиме ПНТ-2 с учетом потерь на шунтирующем МДП-ключ диоде.
При фиксированном входном напряжении, когда справедливо равенство (12), функция (17) примет вид
Если шунтирующий диод для режима ПНТ-2 и последовательный диод для режима ПНТ-1 различны, то коэффициент А необходимо пересчитать отдельно для числителя и знаменателя функций (19) и (20).
Совокупность кривых при разных значениях коэффициента А для функций (17), (18) и (19), (20) приведена ниже (рис. 5).
Все представленные выше вычисления приводились при допущении, что ДРф << 2/н в установившемся режиме, при этом точность предложенного метода сравнительной оценки будет снижаться с приближением соотношения 0,5- Д1Г //„ к единице.
ф
Для сравнения режимов ПНТ-1 и ПНТ-2 по статическим потерям мощности необходимо, чтобы другие в иды потерь в двух сравниваемых ПН имели одну и ту же природу при прочих равных условиях. Как показали экспериментальные исследования, в режиме ПНТ-2 следствием протекания отрицательной полуволны тока через встроенный в МДП-ключ диод является процесс его обратного восстановления, что приводит к возникновению дополнительных динамических потерь. Типовым решением для устранения этого процесса является шунтирование МДП-ключа диодом с барьером Шоттки, рассчитанным на такое же блокирующее напряжение, что и МДП-ключ. Эксперимент, в котором были использованы МДП-ключ и диод Шоттки с блокирующим напряжением 150 В, показал, что полностью устранить процесс обратного восстановления встроенного диода не удается.
В ходе эксперимента были получены кривые КПД для разных вариантов КЭ (рис. 6) для обоих режимов ПНТ с параметрами элементов, представленными в табл. 3, при изменении 3 (рис. 7).
Рис. 6. Варианты КЭ на основе МДП-транзисторов для режимов ПНТ-1 (а, б) и ПНТ-2 (в, г, д)
94
2 82
1 1 1 аг 1 1 1
2 ' ■ й ^ —
/ 5
- 4/
9 1 1 1 1 1
120 ____I__
Р Вт
а б
Рис. 7. Кривые КПД ПН с ПНТ с разными вариантами КЭ: а - при фиксированном входном напряжении ивх = 55 В; б - фиксированном выходном токе 1н = 5,34 А (пунктиром показана кривая КПД снятая для традиционного последовательного ПН с ШИМ с частотой коммутации 470 КГц)
Кривые 1 и 2 построены для режима ПНТ-1 с КЭ, приведенными на рис. 6, а и б соответственно, кривая 3 - для режима ПНТ-2 с КЭ с шунтирующим диодом Шоттки (рис. 6, д), кривые 4 и 5 - для режима ПНТ-2 с КЭ, приведенным на рис. 6, в, и КЭ в виде одного МДП-ключа (рис. 6, г). Максимальная частота коммутации составила 500 КГц при минимальном входном напряжении и максимальной выходной мощности для обоих режимов ПНТ. В эксперименте использовались диоды Шоттки 10СТр150 и МДП-транзисторы 1КРВ61Ш5Б.
Кривые 3, 4 и 5 показывают, что введение диода Шоттки ослабляет процесс обратного восстановления встроенного диода МДП-ключа, но не исключает его полностью. При возрастании параметра 3 значения
кривых КПД становятся близкими друг к другу, особенно кривых 1 и 3, различие между которыми определяется только статическими потерями КЭ. Ранее было отмечено, что чем ближе 3 к единице, тем меньше разница в статических потерях между режимами ПНТ-1 и ПНТ-2, и эта разница в идеальном случае, т. е. при идентичности всех элементов, будет равна нулю при 3 = 1. Таким образом, наиболее привлекательным типом КЭ для режима ПНТ-1 является КЭ на рис. 6, б, а для режима ПНТ-2 - КЭ на рис. 6, д.
В заключении представим теоретические и экспериментальные кривые, определяемые выражениями (19), (20), которые были построены для фиксированного входного напряжения ивх = 55 В и фиксированного выходного тока /н = 5,34 А (рис. 8).
1,2
Рис. 8. Теоретические и экспериментальные кривые, полученные по выражениям (19), (20), для фиксированного входного напряжения ивх = 55 В и фиксированного выходного тока 1н = 5,34 А
Экспериментальные кривые были получены для КЭ, изображенных на рис. 6, б и д, для режимов ПНТ-1 и ПНТ-2 соответственно.
Экспериментальные кривые на рис. 8 близки к теоретическим во всем диапазоне измерений, что подтверждает предложенный в данной статье подход к сравнительной оценке статических потерь, который позволяет оценивать разницу статических потерь на КЭ между режимами ПНТ-1 и ПНТ-2 при различных условиях, определяемых одним показателем А. Необходимо также отметить, что КЭ для каждого из исследуемых режимов ПНТ различаются (см. рис. 6), и если исключить процесс обратного восстановления встроенного в МДП-ключ диода в режиме ПНТ-2, то его КПД может быть выше, чем КПД диода в режиме ПНТ-1 для диапазона т < 3 < 1, где т - значение 3 при Ротн ПНТ = 1 (см. рис. 5).
В данной статье предложен метод сравнительной оценки статических потерь мощности на КЭ традиционного ПН с ШИМ и последовательного квазирезо-нансного ПН с переключением при нулевых значениях тока, который показал, что:
- статические потери КЭ в ПН с ПНТ больше, чем в традиционном ПН с ШИМ, а их отношение имеет предел, который не зависит от параметров РК;
- в случае когда входное и выходное напряжения и ток нагрузки проектируемого ПН стабильны или изменяются незначительно, параметры РК должны быть подобраны таким образом, чтобы обеспечить параметр 3 близким к единице, при этом достигается минимум статических потерь на КЭ;
- если диапазон регулирования существенный, т. е. когда параметр 3 изменяется более чем на 10 %, то статические потери на КЭ для режима ПНТ-2 могут быть значительно больше по сравнению с режимом ПНТ-1 при идентичных КЭ. С другой стороны,
в режиме ПНТ-1 диапазон изменения частоты определяется как диапазоном токов нагрузки, так и входным напряжением.
Таким образом, квазирезонансный ПН с частотноимпульсной модуляцией, работающий в режимах ПНТ-1 и ПНТ-2, может иметь преимущество по КПД и удельной мощности в широком диапазоне регулирования по сравнению с традиционным ПН с ШИМ при прочих равных условиях, когда динамические потери КЭ при жестком режиме переключения будут больше, чем статические потери в режиме ПНТ при минимальном возможном параметре J и минимальной частоте преобразования.
Представленный метод может быть полезен при проектировании импульсного высокочастотного стабилизированного источника питания, когда возникает необходимость в выборе типа преобразователя напряжения между традиционным ПМ с ШИМ и ПН с режимом ПНТ-1 или ПНТ-2.
Библиографические ссылки
1. Abu-Qahouq J., Batarseh I. Unified Steady-State Analysis of Soft-Switching DC-DC Converters // IEEE Trans. Power Electronics. 2002. Vol. 17, № 5. P. 684-691.
2. Mammano R. Resonant Mode Converter Topologies // Unitrode Power Supply Design Seminar. New York, 1988. Topic 1. P. 1-12.
3. Анализ режимов работы квазирезонансного преобразователя напряжения / Н. Н. Горяшин и др. // Изв. высш. учеб. заведений. Приборостроение. 2011. В ып. 4. С. 7-13.
4. Erickson R. W. Fundamentals of Power Electronics. 1st ed. New York : Chapman and Hall, 1997.
5. Окснер Э. С. Мощные полевые транзисторы и их применение : пер. с англ. М. : Радио и связь, 1985.
N. N. Goryashin, A. A. Solomatova
ESTIMATION OF AGGREGATED LOSSES OF POWER IN A QUASI-RESONANT CONVERTER
The authors present a comparative analysis of aggregated losses of power in semiconductive elements of the traditional power converter with pulse-time modulation and quasi-resonant converter with zero-current key switching.
Keywords: quasi-resonant converter, zero-current key switching, aggregated losses of power.
© TopflmHH H. H., Co.TOMaTOBa A. A., 2011
