Оптимизация параметров генераторов для частотных датчиков по критерию нестабильности начальной частоты Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

ПЕРЕЧЕНЬ ССЫЛОК

1. Банди Б. Методы оптимизации. Вводный курс: Пер. с англ. -М.: Радио и связь, 1988. - 128 с.: ил.

2. Батищев Д.И. Методы оптимального проектирования.: Учеб. пособие для вузов. - М.: Радио и связь, 1984. - 248 с.: ил.

3. Влах И,, Сингхал К. Машинные методы анализа и

проектирования электронных схем. Пер с англ. - М.: Радио и связь, 1988.- 560 с.: ил.

4. Глориозов Е.Л. и др. Введение в автоматизацию схемотехнического проектирования. - М.: Сов. радио, 1976. - 224 с.: ил.

Надшшла 16.04.99 Шсля доробки 03.09.99

УДК 621.3.083

ОПТИМИЗАЦИЯ ПАРАМЕТРОВ ГЕНЕРАТОРОВ ДЛЯ ЧАСТОТНЫХ ДАТЧИКОВ ПО КРИТЕРИЮ НЕСТАБИЛЬНОСТИ НАЧАЛЬНОЙ ЧАСТОТЫ

В. Л. Костенко, Н. А. Омельчук, В. В. Семёнов

В статье проведён анализ нестабильности частоты автогенераторов, предназначенных для частотных датчиков, произведена оптимизация параметров элементов частотно-зависимых цепей и даны рекомендации по их выбору.

У статт1 проведений анал1з нестаб1льност1 частоти автогенератор1в, призначених для частотних датчитв, виконана оптим1защя параметр1в елемент1в частотно-залежних кы та поданх рекомендацИ з Чхнього вибору.

In the article the analysis of frequency instability of oscillators, which is intended for frequent gauges, is performed, the optimization of parameters for frequency - dependent circuit elements is made and the recommendations at their choice are given.

ВВЕДЕНИЕ

Современные тенденции развития измерительных систем, предназначенных для работы в условиях значительных помех или для дистанционных измерений, характеризуются всё более широким применением цифровых методов обработки информации [1]. Требованиям, предъявляемым к датчикам в подобных системах, в наибольшей мере соответствуют датчики с частотно-модулированным выходным сигналом. Поскольку преобразование аналогового сигнала чувствительного элемента в частоту выходного сигнала обычно сопровождается дополнительной погрешностью [2], представляют интерес схемы промежуточных преобразователей, обеспечивающие непосредственное преобразование изменения информационного параметра чувствительного элемента (индуктивности, ёмкости, сопротивления) в частоту или период выходного напряжения датчика. В настоящее время эта задача решается с помощью автогенераторов, в которых чувствительный элемент входит в состав частотно-зависимой цепи положительной обратной связи [3,4]. Одним из основных источников погрешности измерения частотных датчиков является нестабильность начальной частоты генератора, которая не может быть скорректирована в процессе дальнейшей обработки информации. Причинами такой нестабиль-

ности могут быть температурная нестабильность элементов схемы, зависимость их параметров от напряжения питания и т.д. Для генераторов, выполненных на базе интегральных операционных усилителей, основной причиной ухода собственной частоты (без учёта изменения параметров чувствительного элемента) является зависимость фазочастотной характеристики усилителя от внешних факторов, главные из которых -температура и напряжение питания.

Целью предлагаемой работы является оценка нестабильности автогенераторов ЬС и И С типов, выполняемых на базе интегральных операционных усилителей, и оптимизация параметров хронирующих элементов по критерию стабильности начальной частоты автогенератора.

МЕТОДИКА АНАЛИЗА НЕСТАБИЛЬНОСТИ

АВТОГЕНЕРАТОРА

Для оценки влияния параметров автогенератора на стабильность его начальной частоты рассмотрим систему, структурная схема которой показана на рис.1. Система содержит усилитель с коэффициентом усиления К, частотно-зависимую цепь положительной обратной связи (ПОС) с коэффициентом передачи Ш(]'т) и частотно-независимую цепь отрицательной обратной связи (ООС) с коэффициентом передачи в . Изменение параметров усилителя, в предположении, что рабочий диапазон частот генератора соответствует средним частотам усилителя, учитывается с помощью дополнительного звена, имеющего коэффициент передачи К(ц) , зависящий от параметра возмущения ц :

к(ц) = = (1 + т,

вых

где ц « 1 - малый параметр, учитывающий сдвиг фазы выходного сигнала усилителя под воздействием внешних возмущающих факторов.

Таким образом, полная передаточная характеристика пропорциональна коэффициенту усиления К. Поскольку

усилителя может быть записана в виде:

Ць

ив

= К(/ ш) = К ■ К(ц) = К (1 + /ц)

(1)

Рисунок 1

Введём обозначения:

Ш(/ш) = -=-= А + /В , вх

(2)

требуемый сдвиг фазы возможен только за счёт изменения частоты автоколебаний, то внешнее возмущение приводит к соответствующему отклонению частоты, величина которого определяется крутизной фазовой характеристики (ФХ) частотно-зависимой цепи ПОС [6] и, как вытекает из (6), величиной внутреннего коэффициента усиления операционного усилителя.

ОЦЕНКА НЕСТАБИЛЬНОСТИ ЧАСТОТЫ ЬС-

ГЕНЕРАТОРА

На рис.2. показана эквивалентная схема четырёхполюсника ПОС стандартного ЬС-генератора на операционном усилителе. Предположим, что ёмкость колебательного контура является чувствительным элементом датчика, а резистор Щ - сопротивление обратной связи.

Представим коэффициент передачи в петле положительной ОС в виде [6]:

где А и В - соответственно, вещественная и мнимая части коэффициента передачи цепи ПОС. Поскольку

ивх = и+ - и- = (А +/В)ивых - Р^ то с учётом (1) и (2) нетрудно получить уравнение замкнутой системы:

1 -К( 1 + /ц)[(А + /В) - в] = 0. (3)

Как известно [5], в стационарном режиме автоколебательной системы равенство нулю уравнения (3) требует равенства нулю как вещественной, так и мнимой частей.

Вещественную часть уравнения системы можно записать в виде:

1 -К(А - в) + цКВ = 0. (4)

Соотношение (4) определяет так называемый баланс амплитуд и показывает, что для устойчивости автоколебаний при наличии внешних возмущений необходимо регулировать коэффициент усиления в петле обратной связи. Соответственно, уравнение для мнимой части, определяющее баланс фаз, можно представить в виде:

К[ц(А - в) + В] = 0. (5)

Раскрыв скобки в (4) и решив его относительно Кв , после подстановки в (5), получим:

ц(цКВ + 1) + КВ = 0 . Отсюда, пренебрегая величиной ц2КВ , получим ц + КВ = 0

или

В = -ц . (6)

К

Физический смысл этого соотношения заключается в том, что в стационарном режиме фазовый сдвиг, вызываемый внешним возмущением, должен быть скомпенсирован за счёт фазового сдвига в звене положительной обратной связи, причём величина этого сдвига обратно

Ш(/ ш) =

и

и1 + 'вх

(7)

Рисунок 2

Кроме того,

Кэ Кэ%

'вх = Х+/г =-ф-'Т+ё ,

(8)

где Яэ = Q р - эквивалентное сопротивление контура;

% = Q

--ш-- - ш-0 Ш0 ш

обобщённая расстройка; Q - доброт-

ность контура, р

I

характеристическое сопротив-

ление; Ш0 = _ - собственная частота контура, ш - ра-

_1

Лс

бочая частота.

Используя (2), (7) и (8) и полагая % « 1 , что соответ ствует небольшим расстройкам, можно показать что:

Кэ к\кэ%

А = э , В = - 1 э

+ Щэ

(Щ + Щэ )2

После подстановки В в (5) получим: ц - К—1-__— = 0.

(+ Щэ )2

Оценим нестабильность начальной частоты через приращение возмущающего параметра. Используя

Дц = 4~ (КБ)Да = 4~ аа аа

КЯ1 Яэ-б

Юо а

(Я1 + Яэ)2

Да ,

после взятия производной, полагая а = Юо , получим:

Дц = -К ■ „ ■ 1--—----- ■ 2б^ . (9)

Яэ Я1 2 бДю Я1 + V Я1 + Я э б а о'

Введём величину Я' =

Я 1Яэ э Я 1 + Я э

входное сопротивле-

ние контура с учётом влияния сопротивления обратной связи Я1 . Если выходное сопротивление усилителя

Явых « Я1 то резистор Я1 включён параллельно Яэ . Тог-

да коэффициент

Я 1 Яэ = Я!э

Я-

Я1 + Яэ Яэ

Соответственно, эквивалентная добротность контура, с учётом шунтирующего влияния резистора обратной

Я'э

связи, равна б = — б . Тогда уравнение (9) можно пе-Яэ

реписать в виде: Дц = -К

Яэ 2б' — =

Я1 + Яэ ^Ч

,аю

= -КК+■ 20'—,

(10)

Да

Дц

Я

Я

К

Я1 + Яэ Я1 + Яэ

■2б

= Дц

'= - 2.1Кб'

1+-

Я-1

Я.,.

э

1 +Яээ 1 + -Я---1--

Да =

Дц

11

2 Дц а0 =К2' га0

Таким образом, при К = 10 , б = 100 и Дц = 1 град, получим Др = 2 ■ 106 ■ Ю0 [рад/град].

Принимая во внимание, что нестабильность катушки индуктивности трудно сделать меньше, чем 0,05 - 0,07% [3], можно сделать вывод, что изменение параметров операционного усилителя мало влияет на нестабильность начальной частоты генератора, так как в основном она определяется нестабильностью собственной частоты колебательного контура. Принято считать, что ИС-генераторы обладают меньшей стабильностью частоты по сравнению с генераторами ЬС-типа из-за меньшей добротности цепи ПОС. Однако, ниже показано, что при достаточно большом коэффициенте усиления в петле обратной связи, что характерно для интегральных операционных усилителей, ИС-генераторы имеют не меньшую стабильность начальной частоты, чем генераторы с колебательными контурами (за исключением кварцевых) и, кроме того, имеют преимущества по таким параметрам, как линейность и чувствительность.

ОЦЕНКА НЕСТАБИЛЬНОСТИ ЧАСТОТЫ ЯС-

ГЕНЕРАТОРОВ

На рис.3. показана эквивалентная схема четырёхполюсника ПОС ИС-генератора на операционном усилителе с мостом Вина. Известно [3], что комплексный коэффициент передачи а) для этой схемы описывается уравнением:

где К+ = \Ш(] ю)| - модуль комплексного коэффициента передачи цепи ПОС.

Следовательно, относительная нестабильность определяется уравнением:

Дю = Дц ю0 К-К+-2б'

Можно показать, что существует оптимальная величина Я1 /Яэ , т.к. увеличение К+ требует уменьшения Я1 , что приводит к уменьшению эквивалентной добротности контура б . Действительно

W(J■ а) =

г.

1

7 + 7 ,

71 72 1 +

7-17-2-

Я\ с2 /

1 + — + — + /( ЮЯ1С2-Я2 С1 ^ 12

Ю Я2 С1

X +

(12)

Исследуя эту функцию на экстремум по Я1 , можно убедиться, что Я1 опт = Яэ .

11

Тогда, при Я1 = Яэ , получим К+ = 2- и б = •

Следовательно, абсолютная минимальная нестабильность частоты

Рисунок 3

Используя (2) и (12), можно получить

1 + -

А =

Я1 С2 - —1 + —2

Я2 С1

(11)

Я1 С2>2 Я2 СЪ

а

0

при а = Ю0 это соотношение упрощается:

0

А =

С2

В =

1 + -Л + я.

Ю -ю 0

ю 0 ю

С 2! 2 |

С1 ) V

и0

0

л d , т^г>\ * ту 1 2АЮ

Ад = —(КВ)Аю = -К ■ ---.

d Ю 9 Юо

частоты, получим

АЮ _ 9Аи _ , г 1 , АЮ _

:— = —ф = 4, 5—Ад или — = К

2К

Ад

2К Юо.

Следовательно, при К = 10 будем

у2

1 + —^ +

я2 С1

В частном случае, при Я1 = Я2 и С1 = С2 , коэффи-

Л 1

циент А = з.

Соответственно, для коэффициента при мнимой части получим

В=

ю Я, С2--—

1 2 ЮЯ^С

21

Я С ) 2 1 + Я1 + С2 Я2 С1>

юя С

1 2 ЮЯ2С1

(1++Й

(13)

V

Соответственно X

,2, X2)2

1 + у2 + ^

у2

В d ю

Взяв производную от (13) по dю и пренебрегая величиной второго порядка малости, можно получить выражение для приращения возмущающего параметра:

(14)

1 + у2 + X2)2 Ю0 1Г1 + Т2 + Х2)2 Ю0'

(15)

у-/ -V у-/

Исследуя знаменатель (15) на экстремум относительно X, можно показать, что существует оптимальная величина:

Таким образом, решив (14) относительно приращения

Х0 = ]г133 . (

В частности, при у = 1 , т.е. при Я1 = Я2 , максимальная крутизна ФХ соответствует Х0 = ^, т.е.

АЮ = 4, 5 ■ 10 4 ■ Ю0 [рад/град]. Принимая во внимание,

что стабильность ю0 определяется стабильностью резисторов и конденсаторов, входящих в состав цепи ПОС, которая может быть весьма высокой, можно утверждать, что результирующая нестабильность начальной частоты должна быть одного порядка с нестабильностью ЬС-генератора и может быть уменьшена при увеличении коэффициента усиления операционного усилителя.

Анализ показывает, что равенство постоянных времени я1 С2 = я2С1 не является оптимальным для достижения минимальной нестабильности частоты генератора. Выясним влияние соотношения параметров моста на крутизну ФХ и, следовательно, на стабилизирующую способность схемы. Предположим, что постоянные времени связаны между собой через параметр X следующим образом:

т1 = Я1С2 = Х т0 = Ю0 и Т2 = Я2 С1 = 1 т0 = ХЮ0 ,

где ю0 - требуемая частота выходного сигнала.

Кроме того, введём параметр у для связи между

1

резисторами, т.е. допустим, что: Я1 = у^ , и Я2 = .

1 11

т. = 0, 816— и т2 = .--.

1 Ю0 2 0,816 Ю0

Следовательно, в этом случае 1

Ад =

А.

d ю

А.

d ю

К X

К| юЯ.С, -

1 2 юЯ2С1

я1 С2)2 1 + Л + . 2

я2 С1

Аю =

ю ю0

1 + т2 + ^

Аю =-

К ■ ¡3 ■ —

3 Ю0

2 + .

0 АЮ ;

АЮ (2, 66) . . „„ 1 . отсюда — = '—— Ац = 4, 36—Ад , что, действи-

Ю0 2 ■ 0, 816 ■ К К

тельно, несколько меньше чем при X = 1 .

Аналогично, используя X = Xо , можно найти оптимум

и по у.

Подставляя (16) в (15), переходя к конечным приращениям, после некоторых преобразований, получим:

У

2 К

Ац = -— ■

ю0

Аю .

Тогда ЯЯ^С2 = X2 и С = X2-Я я2С1 С1 я2

Используя введённые обозначения, перепишем коэффициент при мнимой части в уравнении системы в следующем виде:

73(1 + (1 + у2)2

Вычислив коэффициенты и решив относительно (Аю)/ю 0, будем иметь:

АЮ = 3,06 ( 1 + У2 ) Ю0 = 2К ■ у Ац .

X

X

0

иметь

Исследование полученной зависимости на экстремум относительно у показывает, что существует минимум

1 1

при у0 = —• Подставляя у0 в (16), получим =

л/2

что обеспечивает минимальное отклонение частоты,

3

3 06 2 1

равное — = 3, 06 ■ (1 ' 5) ■ Ац = 3, 975 .Ац • Таким обра-Юо 2К 0,707 К

зом, выбирая оптимальное соотношение между величинами элементов моста, т.е. при выполнении соотношений

11

Я.С2 = тЯ С. и Я, = -Я , можно повысить стабиль-1 2 4 2 1 1 2 2

ность частоты автогенератора приблизительно на 25%.

В [3] описана оригинальная схема частотного датчика, основанная на ИС-генераторе с Г-образной хронирующей цепочкой, которая, благодаря автоподстройке параметров цепи, имеет более высокую чувствительность и обеспечивает линейную зависимость периода выходного напряжения от изменения информационного параметра чувствительного элемента (резистора ^^ Проанализируем эту схему с точки зрения стабильности начальной частоты генератора.

Комплексный коэффициент передачи цепи ПОС, схема которой показана на рис.4, описывается уравнением:

11

Рисунок 4

Таким образом, при Я1 = Я2 в этой схеме нестабильность начальной частоты такая же, как и для генератора с мостом Вина:

А;=2К ац=4,5 к

Для анализа влияния параметров схемы на нестабильность начальной частоты применим методику, использованную выше для схемы с мостом Вина. Тогда

Я.С. = — Я2С2 = 1 ■ — и, кроме того, Я1 = уЯо ,

11

2 2 к'

Я2 = --Я о . Мнимую часть уравнения системы запишем в

ШЦ ю) =

Я 1 Я1 С1^

Я2 Я2 С2.

Я 1 Я 1 С 1

Я 2 Я 2 С 2

+<Ю Я1С1- ЮЯ^)

X + ]¥'

виде В =

ЮЯ. С,--

1 1 ЮЯ2С2

' Я 1 Я 1 С1 ^ 1 + — +-1

Я2 Я2С2

Ю0 Ю

(1 + у2 + X2 )2

. Соответствен-

Я1

X = 2 + 2 Я 2

У = юЯ.С.--= Ю Юо

1 1 ЮЯ2С2

1

=---, что при

но крутизна фазовой характеристики

В = 2 1

ЛЮ = Ю01 (1 + у2 + Х2 )2^

К

(17)

Я1С1 = Я2С2 даёт Ю0 = ЯС ■

Используя (2), и равенство нулю мнимой части, будем иметь

Исследование знаменателя уравнения (17) на макси-

= ^

мум даёт К0 = ' 0 - , откуда, в частности, следует, что

К

ц = -КВ =

Ю0 Ю

^2 Я п

2+

при у = 1 (Я, = Я2 ) ёмкости ИС-цепочек должны отли-

Я1 С1 2 2 чаться: - = К2 = - , и, следовательно, при Я. = Я2

Я2С2 3 1 2

и, соответственно,

К

соотношение ёмкостей С2 = ^С. . Приращение возмущающего параметра для данной схемы Ац = -К^Аю =

Ац = — ВАю = а ю

Аю

2+

Я 1 Я

2ю

КК02

ю0 (1 + у2 + К2 )2

Нестабильность схемы в этом случае

= -2К ■ -

Я1 2+ 1

Я2,

Я1 2+ 1

2 + Я 2

АЮ = -2К ■ К+ ■ ^■АЮ.

Юп + Юа

Аю

X2

Ю0 2КК0

Ац =

1 + 1 + -

2К

3У .

Ац = 4, 36 ■ — Ац , т.е. такая

2 п К

же, что и для схемы с мостом Вина. Анализ крутизны

0

К

фазовой характеристики от параметра у при X = Xо

показывает, что для этой схемы максимальная крутизна достигается при у = 0 .

В этом случае = J1 +3 Y = .13 , X = 1 + 3 , и, соот-

ветственно, Ад = —

2K Аю

KX2 Аю =

х2 ' юо = Л + П2 юо

, что дает

Аю

^ (i + 3)2

ю;-- 2 К =154К'Ац ■

Таким образом, в ИС-генераторе с Г-образной хронирующей цепочкой, имеющей оптимальные параметры, нестабильность начальной частоты снижается более чем в 2 раза по сравнению с симметричной схемой. Умень-

шение у ограничено снижением входного сопротивления фазосдвигающей цепи, что приводит к перегрузке операционного усилителя. С другой стороны, для получения результата, близкого к теоретическому пределу, достаточно обеспечить у порядка 0,2 - 0,3. На рис.5 показаны результаты компьютерного моделирования частотных характеристик Г-образной частотно-зависимой цепочки с параметрами, рассчитанными по изложенной методике для у = 0, 2 , и со стандартными параметрами (Я1 = Я2, С1 = С2 , у = 1). Как видно из приведенных

кривых, хронирующая цепь с оптимальными параметрами, по сравнению с симметричной схемой, имеет больший коэффициент передачи и большую крутизну фазочастотной характеристики, что и обеспечивает более высокую стабильность начальной частоты.

via v(5)

=

ph(v(3)) ph(v(5))

ВЫВОДЫ

Приведенный выше анализ нестабильности начальной частоты автогенераторов частотных датчиков, возникающей под действием внешних возмущающих факторов, позволяет сделать следующие выводы:

1. В автогенераторах на базе операционных усилителей, имеющих достаточно большой коэффициент усиления, благодаря наличию глубокой отрицательной обратной связи, изменение параметров усилителя под воздействием внешних факторов мало влияет на относительную нестабильность частоты.

2. Выбор оптимальных (с точки зрения стабильности частоты) соотношений между величинами элементов частотно-зависимых цепей автогенератора, позволяет добиться существенного (для некоторых схем до двух

ок 5

раз) снижения нестабильности начальной частоты, что обеспечивает соответствующее уменьшение аддитивной составляющей погрешности частотного датчика

3. Поскольку резисторы и конденсаторы имеют весьма малую нестабильность, то, следовательно, RC-генера-торы, по сравнению с LC-генераторами, при правильном выборе параметров схемы обеспечивают большую стабильность начальной частоты.

ПЕРЕЧЕНЬ ССЫЛОК

1. Электрические измерения неэлектрических величин./ Под ред. П.В. Новицкого. - Л., "Энергия", 1975. - 576 с. с ил.

2. Арш Э.И, Автогенераторные методы и средства измерений. - М.: Машиностроение, 1979. - 256 с.

3. Новицкий П.В., Кнорринг В.Г., Гутников В.С. Цифровые приборы с частотными датчиками. - Л., "Энегия" 1970. -

424 с.

4. Костенко В. Л. Комбинированные твердотельные структуры и микроэлектронные сенсоры. - Запорожье, издательство ЗГИА, 1997, - 109 с.

5. Блакьер О. Анализ нелинейных систем: Пер. с англ./ Под ред. Р.В. Хохлова. - М.: Мир, 1969. - 400 с.

6. Зернов Н.В., Карпов В.Г. Теория радиотехнических цепей./ Издание 2-ое, перераб. и доп. - Л., "Энергия",1972. - 816 с.

Надшшла 30.06.99 Шсля доробки 01.10.99

УДК 621.391.26

МЕТОД ФОРМИРОВАНИЯ ПОЛОСЫ РЕЖЕКЦИИ СКОРОСТНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ СИСТЕМЫ СЕЛЕКЦИИ

ДВИЖУЩИХСЯ ЦЕЛЕЙ

В. Н. Лаврентьев, Д. М. Пиза

Предложен метод формирования полосы режекции скоростной характеристики системы селекции движущихся целей. Метод позволяет сформировать полосу режекции, ширина которой в области допплеровских частот превышает половину частоты повторения зондирующих импульсов радиолокационной станции. Эффективность метода подтверждена результатами полунатурного моделирования с использованием зарегистрированных реальных радиолокационных сигналов.

Запропоновано метод формування смуги режекцп швидкг-сноЧ характеристики системи селекцп рухомих цглей, який дозволяе сформувати смугу режекцп, ширина якоЧ в областг доплер1вських частот перевищуе половину частоти повто-рення зондуючих гмпульсгв радголокацшног станцп. Ефектив-тсть методу тдтверджена результатами натвнатурного моделювання з використанням зареестрованих реальних радюлокацтних сигналгв.

The method of forming of the rejection band of the moving targets selection system speed characteristic is presented here. The method enables to form the rejection band the width of which in the Doppler frequencies area exceeds a half value of the repetition frequency of radar probing pulses. The method's effectiveness is assured by the results of simulation with the use of registered real radar signals.

ВВЕДЕНИЕ

Современные наземные обзорные радиолокационные станции (РЛС) сантиметрового диапазона имеют максимальную дальность действия 100км - 500км [1, 2, 3]. При этом частоты повторения зондирующих импульсов РЛС лежат в пределах 300Гц - 1500Гц, что делает невозможным однозначное измерение радиальной скорости большинства летательных аппаратов. К примеру, самолет, движущийся со скоростью 720км/ч по направлению к РЛС десятисантиметрового диапазона, имеет, в соответствии с выражением [4],

Fd = (2 Vp)/X , (1)

где Vp - радиальная скорость цели;

X - длина волны зондирующего сигнала РЛС, допплеровский сдвиг частоты Fd, равный 4000Гц. Неоднозначность измерения допплеровской частоты приводит

к возникновению эффекта так называемых "слепых" скоростей, при котором движущаяся цель, имеющая допплеровский сдвиг частоты кратный частоте повторения зондирующих импульсов РЛС, воспринимается системой селекции движущихся целей (СДЦ) как неподвижный объект. С эффектом "слепых" скоростей в современных РЛС успешно борются путем изменения (вобуляции) частоты повторения зондирующих импульсов.

Другой серьезной проблемой для РЛС с неоднозначным определением скорости является проблема подавления дискретных пассивных помех. Данный класс пассивных помех характеризуется допплеровским сдвигом частот, достигающим, а во многих случаях и превышающим половину частоты повторения зондирующих импульсов обзорных РЛС.

Во многих обзорных РЛС используются системы СДЦ на основе схем череспериодной компенсации (ЧПК) [1, 2, 3, 5]. Амплитудно-частотная характеристика схемы ЧПК определяется выражением [5]

К(ю) = 2Фsin((ю7п)/2), (2)

где 7п - период повторения зондирующих импульсов РЛС;

Ф - степень кратности схемы ЧПК; ю - допплеровская частота входного сигнала. Из выражения (2) следует, что, по мере увеличения кратности схемы ЧПК, вместе с ростом полосы режек-ции, происходит сужение полосы пропускания, причем максимум коэффициента передачи схемы ЧПК расположен на частоте, равной половине частоты повторения зондирующих импульсов РЛС. Следовательно, системы СДЦ на основе схем ЧПК в принципе не позволяют получить ширину зоны режекции, равную половине частоты повторения зондирующих импульсов РЛС.

В системах СДЦ на основе схем ЧПК по мере приближения ширины полосы режекции к половине частоты повторения зондирующих импульсов РЛС резко