CC BY
71
424 с.
4. Костенко В. Л. Комбинированные твердотельные структуры и микроэлектронные сенсоры. - Запорожье, издательство ЗГИА, 1997, - 109 с.
5. Блакьер О. Анализ нелинейных систем: Пер. с англ./ Под ред. Р.В. Хохлова. - М.: Мир, 1969. - 400 с.
6. Зернов Н.В., Карпов В.Г. Теория радиотехнических цепей./ Издание 2-ое, перераб. и доп. - Л., "Энергия",1972. - 816 с.
Надшшла 30.06.99 Шсля доробки 01.10.99
УДК 621.391.26
МЕТОД ФОРМИРОВАНИЯ ПОЛОСЫ РЕЖЕКЦИИ СКОРОСТНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ СИСТЕМЫ СЕЛЕКЦИИ
ДВИЖУЩИХСЯ ЦЕЛЕЙ
В. Н. Лаврентьев, Д. М. Пиза
Предложен метод формирования полосы режекции скоростной характеристики системы селекции движущихся целей. Метод позволяет сформировать полосу режекции, ширина которой в области допплеровских частот превышает половину частоты повторения зондирующих импульсов радиолокационной станции. Эффективность метода подтверждена результатами полунатурного моделирования с использованием зарегистрированных реальных радиолокационных сигналов.
Запропоновано метод формування смуги режекцп швидкг-сно1 характеристики системи селекцп рухомих цглей, який дозволяе сформувати смугу режекцп, ширина яко'( в областг доплер1вських частот перевищуе половину частоти повто-рення зондуючих гмпульсгв радголокацшног станцп. Ефектив-тсть методу тдтверджена результатами натвнатурного моделювання з використанням зареестрованих реальних радюлокацтних сигналгв.
The method of forming of the rejection band of the moving targets selection system speed characteristic is presented here. The method enables to form the rejection band the width of which in the Doppler frequencies area exceeds a half value of the repetition frequency of radar probing pulses. The method's effectiveness is assured by the results of simulation with the use of registered real radar signals.
ВВЕДЕНИЕ
Современные наземные обзорные радиолокационные станции (РЛС) сантиметрового диапазона имеют максимальную дальность действия 100км - 500км [1, 2, 3]. При этом частоты повторения зондирующих импульсов РЛС лежат в пределах 300Гц - 1500Гц, что делает невозможным однозначное измерение радиальной скорости большинства летательных аппаратов. К примеру, самолет, движущийся со скоростью 720км/ч по направлению к РЛС десятисантиметрового диапазона, имеет, в соответствии с выражением [4],
Fd = (2 Vp)/X , (1)
где Vp - радиальная скорость цели;
X - длина волны зондирующего сигнала РЛС, допплеровский сдвиг частоты Fd, равный 4000Гц. Неоднозначность измерения допплеровской частоты приводит
к возникновению эффекта так называемых "слепых" скоростей, при котором движущаяся цель, имеющая допплеровский сдвиг частоты кратный частоте повторения зондирующих импульсов РЛС, воспринимается системой селекции движущихся целей (СДЦ) как неподвижный объект. С эффектом "слепых" скоростей в современных РЛС успешно борются путем изменения (вобуляции) частоты повторения зондирующих импульсов.
Другой серьезной проблемой для РЛС с неоднозначным определением скорости является проблема подавления дискретных пассивных помех. Данный класс пассивных помех характеризуется допплеровским сдвигом частот, достигающим, а во многих случаях и превышающим половину частоты повторения зондирующих импульсов обзорных РЛС.
Во многих обзорных РЛС используются системы СДЦ на основе схем череспериодной компенсации (ЧПК) [1, 2, 3, 5]. Амплитудно-частотная характеристика схемы ЧПК определяется выражением [5]
К(ю) = 2Фsin((ю7п)/2), (2)
где 7п - период повторения зондирующих импульсов РЛС;
Ф - степень кратности схемы ЧПК; ю - допплеровская частота входного сигнала. Из выражения (2) следует, что, по мере увеличения кратности схемы ЧПК, вместе с ростом полосы режек-ции, происходит сужение полосы пропускания, причем максимум коэффициента передачи схемы ЧПК расположен на частоте, равной половине частоты повторения зондирующих импульсов РЛС. Следовательно, системы СДЦ на основе схем ЧПК в принципе не позволяют получить ширину зоны режекции, равную половине частоты повторения зондирующих импульсов РЛС.
В системах СДЦ на основе схем ЧПК по мере приближения ширины полосы режекции к половине частоты повторения зондирующих импульсов РЛС резко
возрастают потери, а для устранения слепых скоростей приходится использовать многоступенчатую вобуляцию частоты повторения.
ПОСТАНОВКА ЗАДАЧИ
Осуществление интенсивных и безопасных перевозок на воздушном транспорте и удовлетворение постоянно возрастающих требований к тактико-техническим характеристикам РЛС невозможны без автоматизации обработки радиолокационной информации. Быстрый прогресс в области цифровой вычислительной техники позволил существенно улучшить параметры систем обработки радиолокационной информации. Тем не менее, полная автоматизация обнаружения и сопровождения летательных аппаратов возможна только при условии поддержания уровня ложных тревог на достаточно низком уровне. Наиболее эффективным способом поддержания заданного уровня ложных тревог при воздействии естественных и организованных пассивных помех является регулировка полосы режекции скоростной характеристики системы СДЦ. В сложной метеорологической обстановке приемлемое количество ложных тревог может быть обеспечено при ширине полосы режекции, превышающей половину частоты повторения зондирующих импульсов обзорной РЛС.
Таким образом, разработка методов построения и алгоритмов функционирования систем СДЦ, позволяющих в широких пределах регулировать полосу режекции скоростной характеристики, является актуальной научно-технической задачей.
МЕТОДЫ ПОСТРОЕНИЯ И АЛГОРИТМЫ ФУНКЦИОНИРОВАНИЯ СИСТЕМ СДЦ С РЕГУЛИРУЕМОЙ ПОЛОСОЙ РЕЖЕКЦИИ
Система СДЦ с шириной полосы режекции, превышающей половину частоты повторения зондирующих импульсов РЛС может быть построена на основе набора допплеровских фильтров, реализованных методом дискретного преобразования Фурье [5, 6, 7, 8, 9].
Количество допплеровских фильтров т выбирается исходя из заданного темпа обзора пространства и возможности практической реализации. Для обзорных РЛС с дальностью действия 100км - 300км количество допплеровских фильтров целесообразно выбирать в пределах от 8 до 16. Отклик сигнала Qk на выходе к -го
допплеровского фильтра определяется выражением [10]
Qk(щ) = I ^ ■
-ji&Vk
i = 0
■ jim Г + ф0
где A = M ■ e 11 0 - вектор входного сигнала;
M - модуль входного сигнала;
Фо - начальная фаза входного сигнала;
i - порядковый номер выборки входного сигнала; Aфk - доворотный множитель k -го допплеровского фильтра.
Для уменьшения влияния шумов на оценку доппле-ровской частоты слабых радиолокационных сигналов целесообразно анализировать участки амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) допплеровских фильтров вблизи их максимумов до пересечения с АЧХ соседних фильтров. Это условие может быть реализовано путем поиска максимального значения принимаемого сигнала среди откликов на выходах набора допплеровских фильтров, полученных в одни и те же моменты времени max{Q1 ...Qm} . (4)
Однако в реальной помеховой обстановке обнаружение полезного сигнала происходит, как правило, на фоне отражений от подстилающей поверхности, местных предметов, гидрометеоров и других пассивных помех. Уровень отраженного сигнала, создаваемый указанными помехами, существенно превышает уровень сигнала, отраженного от большинства летательных аппаратов. Для эффективного обнаружения движущихся целей на фоне мощных отражений от пассивных помех необходимо произвести процедуру поиска локальных максимумов среди откликов, полученных на выходах набора допплеровских фильтров в один и тот же момент времени. Т.е. должны быть проанализированы отклики на выходах тех допплеровских фильтров, для которых выполняются условия
Qk > Qk + i и Qk > Qk _ ^
(5)
(3)
где к - порядковый номер допплеровского фильтра в наборе.
После выявления всех локальных максимумов производится оценка допплеровской частоты каждого из сигналов, давших локальный максимум на выходах набора допплеровских фильтров. Однозначная оценка допплеровской частоты откликов сигналов на выходах набора допплеровских фильтров может быть получена при помощи вобуляции частоты повторения зондирующих импульсов РЛС. Для сохранения возможности когерентного накопления отраженных сигналов используется так называемая "пачечная" вобуляция частоты повторения, при которой частота повторения зондирующих импульсов остается неизменной в течении п периодов повторения, после чего происходит ее изменение, и затем вновь в течении п периодов повторения излучение зондирующих импульсов РЛС производится с неизменной частотой. Количество зондирующих импульсов в "пачке" выбирается из условия:
п >т . (6)
Как видно из выражения (3), при изменении частоты повторения зондирующих импульсов изменяется центральная частота и полоса пропускания допплеровского фильтра.
m — 1
e
Пусть фазовые доворотные множители Дф^ набора,
состоящего из m допплеровских фильтров, равномерно распределены в интервале 0...2 п и равны
2 п
Дф^ = —(k -1 ).
k m
(7)
При выполнении условия (7) набор, состоящий из m допплеровских фильтров, перекрывает области допплеровских частот кратные частоте повторения зондирующих импульсов РЛС.
На рис.1 приведен примерный вид АЧХ набора, состоящего из восьми допплеровских фильтров при использовании в системе СДЦ двух частот повторения Fn1 и Fn2 . Для формирования скоростной характеристики системы СДЦ используется область максимального отклика допплеровского фильтра (область АЧХ доппле-ровского фильтра в районе максимума до пересечения его АЧХ с АЧХ соседних фильтров).
При малых допплеровских частотах ( Fd < 0, 5Fп) области максимального отклика одноименных доппле-ровских фильтров перекрывают близкие области доп-плеровских частот при разных частотах повторения. В результате уровень низкочастотного допплеровского сигнала в одном и том же допплеровском фильтре существенно не изменяется при изменении частоты повторения зондирующих импульсов РЛС.
С увеличением допплеровской частоты степень перекрытия областей максимального отклика одноименных допплеровских фильтров уменьшается. Однако при соот-
■ < P
Q.„ max'
(8)
ветствующем выборе частот повторения различие в уровне сигнала в одном и том же фильтре при изменении частоты повторения не превышает некоторой пороговой величины Pmax. Область допплеровских частот, в которой сохраняется соотношение
Q-.-1 Q 2
где . - номер фильтра, в котором принятый сигнал дает максимальный отклик при первой частоте повторения; 1 и 2 - номера соответствующих частот повторения, может достигать, а в необходимых случаях и превышать частоту повторения зондирующих импульсов РЛС. Значение Pmax целесообразно выбирать в пределах 10дБ...15дБ. Данное ограничение вызвано тем, что при выборе величины Pmax, превышающей указанные значения, в системе СДЦ возникают дополнительные потери, поскольку величина Pmax превышает порог обнаружения слабых сигналов.
В случае, показанном на рис.1, сигнал, отраженный от медленно движущейся пассивной помехи, имеет частоту Допплера Fd1 и дает примерно равные отклики в третьем допплеровском фильтре при частотах повторения F^ и F^ . При этом Q31/Q32 ~ 1. ®то значение
существенно меньше Pmax и, следовательно, сигнал, отраженный от медленно движущейся пассивной помехи, будет подавлен системой СДЦ.
А
1234567 812 345
Fôl Fnl F д2 Fnl FÔ3 Fd
2
У k
12345678 1234 5678
Рисунок 1 - АЧХ набора допплеровских фильтров при двух частотах повторения зондирующих импульсов ^п1 и
Fп2
Сигнал, отраженный от дискретных пассивных помех типа "ангелы", может иметь допплеровскую частоту, превышающую половину частоты повторения зондирующих импульсов. На рис.1 приведен пример сигнала, отраженного от дискретной пассивной помехи, имеющий частоту Допплера Fd2 . При данной частоте Допплера отклик сигнала в седьмом допплеровском фильтре при частоте повторения Fri примерно в два раза превышает отклик этого же сигнала в седьмом фильтре при частоте повторения F^ . При этом Q71/Q72 ~ 2- Однако и в
этом случае отношение Q71/Q72 не превышает величину
Pmax и, следовательно, сигнал, отраженный от дискретной пассивной помехи, также подавляется системой
СДЦ.
Сигнал, отраженный от малоскоростной цели, имеет относительно невысокую допплеровскую частоту Fd3 . При данной частоте Допплера отклик сигнала во втором допплеровском фильтре при частоте повторения Fri примерно в десять раза превышает отклик этого же сигнала во втором фильтре при частоте повторения F^ . При этом Q21/Q22 ~ 10. В этом случае отношение Q21/Q22 превышает величину Pmax и, следовательно,
сигнал, отраженный от движущейся цели, не подавляется системой СДЦ.
Сигналы, отраженные от целей, движущихся с более высокими радиальными скоростями, попадают в разные фильтры при частотах повторения F^ и F^ . При этом отношение Qi ^ /Q^ » Pmax и определяется уровнем
боковых лепестков допплеровских фильтров.
Для изменения полосы режекции в рассматриваемой системе СДЦ достаточно изменить величину Pmax. Полоса режекции в этом случае может легко изменяться в широких пределах в зависимости от конкретной помеховой обстановки. При этом изменение полосы режекции не требует дополнительных аппаратных ресурсов.
РЕЗУЛЬТАТЫ
Авторами было проведено полунатурное моделирование на ЭВМ системы СДЦ, построенной на основе описанного выше метода формирования полосы режекции. В качестве массива входных данных использовался банк реальных радиолокационных сигналов, зарегистрированных на выходах фазовых детекторов когерентной импульсной РЛС.
Усредненные результаты моделирования работы системы СДЦ в условиях воздействия естественных пассивных помех, зарегистрированных в районе прикаспийской низменности в летнее время, приведены в таблице.
Таблица - Результаты полунатурного моделирования
Количество ложных тревог за обзор
* П / F р пср Fn ср = 1500 Гц Fn ср = 750 Гц Fn ср = 375 Гц
0 1620 1950 1740
0,1 83 164 247
0,3 14 77 171
0,5 1 25 112
0,7 0 8 63
0,9 0 1 26
*Пр - ширина полосы режекции системы СДЦ;
F
пср
средняя частота повторения зондирующих им-
пульсов РЛС.
Результаты полунатурного моделирования показывают, что приемлемое количество ложных тревог в условиях воздействия дискретных пассивных помех в большинстве случаев обеспечивается только при ширине полосы режекции, превышающей половину частоты повторения зондирующих импульсов РЛС.
ВЫВОДЫ
Описанный выше метод формирования полосы режек-ции системы СДЦ позволяет обеспечить низкий уровень ложных тревог в любой помеховой обстановке. Возможность поддерживать заданный уровень ложных тревог независимо от конкретной помеховой ситуации позволяет использовать для вторичной обработки радиолокационной информации универсальные IBM совместимые компьютеры. В результате может быть создана высокоэффективная и недорогая система обработки радиолокационной информации с характеристиками соответствующими, а по некоторым параметрам и превосходящими, характеристики систем обработки радиолокационной информации современных зарубежных РЛС.
ПЕРЕЧЕНЬ ССЫЛОК
1. Качан В.К., Переверзенцев Л.Т., Сокол В.В. Радиооборудование автоматизированных систем управления воздушным движением. - Киев: Вища школа, 1984.
2. Грачев В.В., Кейн В.М. Радиотехнические средства управления воздушным движением. - М.: Транспорт, 1975.
3. Радиолокационные системы аэропортов. Под ред. Перевер-
зенцева Л.Т. - М.: Транспорт, 1981. 8.
4. Радиолокационные устройства. Под ред. Григорина-Рябова -
М.: Советское радио, 1970. 9.
5. Бакулев П.А. Степин В.М. Методы и устройства селекции движущихся целей. - М., Радио и Связь, 1986. 10.
6. Бункин И.Б.,Воронов В.С.,Каспирович А.Г.,Кононович В.Я., Лаврентьев В.Н./ а.с. СССР №210353.
7. Жук Н.Н.,Каспирович А.Г.,Кононович В.Я.,Лаврентьев В.Н./ а.с. СССР №323712.
Жук Н.Н.,Каспирович А.Г.,Кононович В.Я.,Лаврентьев В.Н., Мирутенко В.С. / а.с. СССР №278378.
Кононович В.Я., Кукольницкий А.Ф., Лаврентьев В.Н., Мирутенко В.С. / а.с. СССР №275280.
Кузьмин С.З. Основы проектирования систем цифровой обработки радиолокационной информации. - М.: Радио и связь. 1986.
Надшшла 29.09.99
УДК 621.372.852
ПОСТОЯННАЯ РАСПРОСТРАНЕНИЯ В ПРЯМОУГОЛЬНОМ ВОЛНОВОДЕ, С БОКОВЫМИ СТЕНКАМИ В ВИДЕ КОНФОКАЛЬНЫХ ЭЛЛИПСОВ
Л. М. Логачева, В. П. Бондарев
Предлагается анализ нерегулярного прямоугольного волновода, который образован конфокальными эллипсами. Продольная ось волновода изогнута в плоскости E. Анализ представляется с использованием системы координат "эллиптический цилиндр", а также аппарата функций Матье.
До уваги пропонуеться аналгз нерегулярного прямокутного хвилеводу утвореного конфокальними елгпсами. Повздовжня в1сь хвилеводу скривлена у площинг E. Для аналгзу застосову-еться система координат "елттичний цилтдр" та апарат функцгй Матье.
The analysis of irregular rectangular waveguide constructed of confocal ellipses is presented. Axe of the waveguide is curved in the E -plane. The analysis was done in elliptic cylinder coordinates and with the help of Mathieu functions.
ВВЕДЕНИЕ
Задача о волноводах нерегулярного характера решалась во многих работах. Некоторые из них посвящены теории волноводов переменного сечения, но постоянного направления. Другие авторы излагают теорию изогнутых волноводов постоянного сечения.
Волновые процессы в изогнутых трубах изучены далеко не так тщательно и всесторонне, как вопросы распространения волн в прямых трубах постоянного сечения. Эти задачи имеют не только математический интерес, но и большое прикладное значение.
До последнего времени в основном рассматривались волновые процессы, которые происходят в трубах постоянного сечения с осью, изогнутой по окружности. В данной работе предлагается способ, позволяющий изучить произвольные изгибы волновода при одновременной деформации его боковой поверхности.
ПОСТАНОВКА ЗАДАЧИ
Рассмотрим нерегулярный волновод, который представляет собой отрезок волновода с меняющимся поперечным сечением, внутренняя поверхность которого представляет собой конфокальные эллиптические цилиндры. Продольная ось волновода изогнута в плоскости E и стенки являются идеально проводящими.
Введем систему координат "эллиптический цилиндр" и рассмотрим ее так, чтобы вертикальная ось совпала с осью, вокруг которой изогнут волновод, а начало координат лежало в одной плоскости с нижней стенкой волновода (рис.1).
Криволинейные координаты u , v связаны с прямоугольными соотношением [4]:
x = Cgchu cos v,
y = CQshusinv, - (1)
z = z,
где 0 < u ; 0 < v < 2n ; < z ; CQ - фокусное расстояние.
Параметр u определяет степень эллиптичности цилиндра, а величины Cochu и C oshu дают характерные размеры сечения (полуоси).
В этой системе координатными поверхностями являются поверхности, определяемые уравнениями
2
2
ÓOch'u
_y_
COsh2u
=1
(u = const) 2
С 2 2 fi2 • 2 0 cos v C0 sin v
v = const z = const
=1
+
2
