CC BY
18
2009
Доклады БГУИР
№ 6 (44)
УДК 621.391+621.395
ОПТИМИЗАЦИЯ ЛИНЕЙНОГО ТРАКТА ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ ДЛЯ ОДНОЧЕТВЕРОЧНЫХ МЕДНО-КАБЕЛЬНЫХ ЛИНИЙ СВЯЗИ
В.И. КИРИЛЛОВ, А.И. БЕЛКО
Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники П. Бровки, 6, Минск, 220013, Беларусь
Могилевский филиал РУП "Белтелеком" Ленинская, 12, Могилев, 212030, Беларусь
Поступила в редакцию 8 апреля 2009
Предложены варианты структурной оптимизации цифровых систем передачи для одночетверочных медно-кабельных линий связи. Разработаны методики расчета предельной длины участка регенерации. Проведен сравнительный анализ различных вариантов построения цифровых систем передачи.
Ключевые слова: цифровая система передачи, кабельная линия связи, технология передачи, фантомная цепь, участок регенерации.
Введение
Рост потребностей абонентов телекоммуникационных сетей по номенклатуре, качеству и объему предоставляемых услуг требуют непрерывной модернизации этих сетей в направлении увеличения их пропускной способности. Возможные варианты решения этой задачи зависят от текущего состояния конкретного сегмента сети и перспектив ее развития. Так, например, для густонаселенных городских территорий наилучшее решение обеспечивают волоконно-оптические технологии и их сочетания с короткими медно-кабельными линиями. Однако для удаленных и малонаселенных сельских районов вряд ли это является экономически целесообразным. Здесь необходимы другие решения, исключающие строительство новых линий связи (ЛС). Один из них — более эффективное использование уже существующих одночетверочных медных кабелей (КС1 II I, ЗКП и др.), проложенных ранее на сельском участке цифровой сети в расчете на цифровые системы передачи (ЦСП) типа ИКМ-15/30 [1, 2].
Целью данной работы является анализ эффективности ряда новых предлагаемых вариантов модернизации линейного тракта для четырехпроводных ЦСП, в которых на тех же кабелях применяются современные технологии xDSL. В качестве объекта сравнения примем четырехпроводные ЦСП, построенные по "стандартным" технологиям xDSL [1, 2], с учетом некоторых из ранее предложенных авторами решений по их параметрической оптимизации
[3-5].
Анализ эффективности вариантов построения ЦСП
Анализ предлагаемых решений будем производить, принимая за основной критерий качества ЦСП величину предельно достижимой для каждого варианта длины участка регенерации /pmax. Последняя в свою очередь существенно зависит от выбора оптимальных
параметров линейного сигнала. Целесообразно рассмотреть два, наиболее широко используемые вида линейного сигнала: а) многоуровневый с амплитудно-импульсной модуляцией (АИМ или PAM) сигнал, принимающий Z=2m возможных мгновенных значений, где m — число двоичных символов исходного цифрового потока (ЦП), заменяемых одним символом АИМ(PAM) сигнала [1]; б) квадратурно-модулированный (QAM или CAP) сигнал несущей частоты f0, у которого каждая синфазная и квадратурная компонента модулирована по амплитуде АИМ(PAM) сигналом, принимающим Z=2n возможных состояний [3].
Оптимальные параметры каждого из рассмотренных вариантов для заданной скорости передачи V исходного ЦП будут характеризоваться в общем случае триадой значений /pmax, m и n, а в частных случаях парой значений: /pmax и m/n или /pmax и Z.
Результаты рассчитанных значений /pmax, m и n удобно свести по вариантам в итоговые таблицы (см. табл. 1 и 2), где каждый k-й столбец характеризует оптимальные параметры своего k-го варианта для соответствующей скорости передачи Vj, а каждая строка таблицы соответствует определенному значению Vj.
Таблица 1. Предельная длина участка регенерации Iр , км, для вариантов №№ 1-6
V, кбит/с №1 №2 №3 №4 №5 №6
h (Z=3) Z 'Р Z 'Р 'р (Z1=Z2) 'р VJVz=2ßl 'р VJ V2=12~ Z1=Z2 'р 'р min=6/4
2064 4,05 8 7,1 8 12,0 8 12,2 13,2 8 15,7 19,1
16 7,75 16 12,5 16 12,6 13,6 16 17,0
32 7,5 32 12,3 32 12,4 13,3 32 18,0
4128 2,5 8 4,7 8 7,6 8 7,7 8,25 8 10,7 13,1
16 4,7 16 7,75 16 7,8 8,4 16 11,6
32 4,4 32 7,5 32 7,4 8,1 32 12,1
6192 1,85 8 3,5 8 5,75 8 5,8 6,25 8 8,6 10,4
16 3,5 16 5,8 16 5,85 6,3 16 9,2
32 3,2 32 5,5 32 5,6 5,8 32 9,6
8256 1,5 8 2,75 8 4,7 8 4,8 5,1 8 7,2 8,8
16 2,75 16 4,7 16 4,85 5,1 16 7,6
32 2,5 32 4,4 32 4,5 4,7 32 8,1
Таблица 2. Предельная длина участка регенерации 1ртах , км, для вариантов №№ 7 - 13
V, кбит/с Z №7 №8 №9 №10 №11 №12 №13
2064 4 13,8 16,6 18,1 19,0 22,2 20,1 16,7
8 15,4 18,5 20,8 22,0 25,6 23,2 19,3
16 15,8 18,6 21,8 24,0 28,0 25,4 21,2
32 15,5 18,5 21,7 25,2 29,5 27,1 22,7
4128 4 8,8 10,8 11,9 13,0 15,2 14,0 11,5
8 9,7 11,8 13,1 15,2 17,5 16,1 13,3
16 9,9 12,0 13,7 16,5 19,1 17,2 14,5
32 9,4 11,7 13,5 17,2 20,0 18,4 15,4
6192 4 6,8 8,2 9,0 10,4 12,3 11,5 9,3
8 7,4 9,0 10,0 12,0 14,1 13,4 10,7
16 7,4 9,1 10,4 13,2 15,2 15,2 11,8
32 6,9 8,7 10,0 13,5 16,0 15,6 12,3
8256 4 5,6 6,8 7,4 8,9 10,4 9,2 8,0
8 6,0 7,4 8,3 10,3 12,0 10,8 9,2
16 6,0 7,4 8,5 11,2 13,1 11,6 10,0
32 5,6 6,9 8,2 11,6 13,6 12,2 10,8
Не останавливаясь пока на методике расчета /pmax, которая основана на работах [1-7] и приведена в приложении, примем, что в качестве четырехпроводной ЛС использован широко распространенный одночетверочный кабель КСПП — 1x4x1,2, по двум парам которого передается исходный ЦП со скоростью соответственно Fj=2064, 4128, 6192 и 8256 кбит/с.
Анализируемые варианты построения четырехпроводной ЦСП для такого кабеля будем рассматривать в порядке их постепенного усложнения и улучшения качественных показателей.
1. Исторически первым был вариант №1, предусматривающий использование каждой из двух пар только для одного направления передачи, а в качестве линейного сигнала — трехуровневый сигнал в коде HDB-3 (Z=3). Это самый простой по построению вариант, но величина /pmax явно недостаточна (табл. 1) из-за сильных переходных влияний (ПВ) на ближний конец (БК) [2].
2. Теоретический (не реализованный на практике) вариант №2 отличается от предыдущего использованием однотипного многоуровневого АИМ(РАМ) линейного сигнала для каждой пары/направления. Вариант достаточно прост в реализации и обеспечивает определенный выигрыш по /pmax (табл. 1), который достигает максимума при Z=16.
3. "Стандартный" вариант типа HDSL (№3). Здесь исходный ЦП в каждом направлении делится на два равноскоростных подпотока (ПП1, III12) и по каждой паре осуществляется независимая однополосная дуплексная передача ПП1 (I II12) с уменьшенной вдвое скоростью (У=У1+У2; У1=У2=0,5У) с использованием АИМ(РАМ) модуляции и сложной системы разделения направлений передачи, состоящей из дифсистемы (ДС) и адаптивного эхо-компенсатора (ЭК) [1, 5].
4. Показано [6], что вариант №3 может быть оптимизирован (приведен к варианту №4), если по каждой паре осуществляется дуплексная передача АИМ(РАМ)-сигналов с разными скоростями УфУ2 (У=У1+У2), причем наилучшим является вариант разделения подпотоков вида У1:У2=1:(1,5^2). Расчет /pmax для этого варианта приведен для Z1=Z2, хотя как правило оптимальные параметры модуляции линейного сигнала для каждой пары разные: т1фт2.
5. Доказано [3], что длина участка регенерации по сравнению с вариантами №№ 3 и 4 может быть увеличена, если по каждой паре осуществлять независимую двухстороннюю передачу ПП1(ПП2) со скоростью У1=У2=0,5У, но с частотным разделением направлений (двухполосный режим) и использованием QAM(CAP)-модуляции для каждого направления на несущей частоте соответственно f01 и f02. Структура построения такого варианта №5, как нам кажется, не требует пояснений (см., например, [2, 13]). Увеличение длины участка регенерации обусловлено тем, что в этом случае сказывается только более слабый эффект от ПВ соседней пары на дальний конец (ДК). Несущие частоты для каждой пары выбираются из условий fo1>0,5fr/2n1 и f02>Cf01+0,5fr(1/2n1+1/2n2), что обеспечивает частотное разделение направлений передачи с помощью "вилки" полосовых фильтров (ПФ). Здесь f — тактовая частота исходного ЦП системы передачи; n1 и n2 — число двоичных разрядов, заменяемых одним символом каждой квадратурной компоненты QAM(CAP)-сигнала в одном и другом направлении передачи соответственно.
6. Нами предложено [8, 9] решение по оптимизации предыдущего варианта ЦСП (вариант №6), которое упрощает построение и обеспечивает увеличение /pmax (рис. 1). На рис. 1 обозначены: 1 — устройство разделения подпотока ПП1(ПП2) на два равноскоростных "квадратурных" подпотока (КПП); 2, 3, 16 — многоуровневые модуляторы АИМ (цифро-аналоговые преобразователи); 4 — квадратурный модулятор (КМ); 5, 6 — полосовые фильтры (ПФ); 7, 13 — корректирующий усилитель (УК) линейного сигнала; 8 — квадратурный демодулятор (КД); 9, 10, 12 — демодулятор АИМ (аналого-цифровой преобразователь); 14, 15 — фильтр нижних частот (ФНЧ); 11 — устройство объединения "квадратурных" подпотоков в ПП1(ПП2); совокупность блоков 1^4 — квадратурный передатчик (КПД); совокупность блоков 7^11 — квадратурный приемник; совокупность блоков 12^13 — приемник АИМ линейного сигнала (ПРМ-АИМ).
Вариант № 6, как и предыдущий, основан на разделении исходного ЦП на два равноскоростных ПП, каждый из которых передается по своей паре кабеля с использованием частотного разделения направлений передачи. Отличие состоит в том, что в одном направлении, например А-Б, линейный сигнал формируется с помощью АИМ(PAM) в низкочастотной части спектра частот, а в другом (Б-А) — с помощью квадратурной (QAM/CAP) модуляции на несущей частоте f0i — в высокочастотной части спектра (рис. 2). Разделение направлений на станциях А и Б осуществляется с помощью "вилки" фильтров (ПФ 5 и 6 и ФНЧ 14 и 15). Формирование линейного сигнала с QAM/CAP-модуляцией осуществляется с помощью типового квадратурного передатчика (КПД), состоящего из блоков
1-4, обратное преобразование — с помощью квадратурного приемника (КПМ), состоящего из блоков 7-11. Формирование АИМ(РАМ)-линейного сигнала производится с помощью типового передатчика (ПРД АИМ) 16, обратное преобразование — с помощью приемника (ПРМ АИМ), состоящего из блоков 12 и 13. Несущую частоту /01 выбирают из условия: _/о1>0,5/Г(1/т+1/2и).
Рис. 1 Вариант построения четырехпроводной ЦСП с разделением потоков и частотным разделением направлений
Рис. 2 Спектр линейного сигнала по каждой паре
Рассматриваемые далее варианты №№ 7-13 основаны на использовании для передачи цифрового сигнала кроме двух физических пар кабеля еще одной, третьей, так называемой "фантомной" пары [2] (рис. 3). Как показывают результаты исследований [10], характеристики фантомной цепи (ФЦ), измеренные со стороны сечений 3-3' станций А и Б, позволяют обеспечить передачу цифрового сигнала со скоростью, сопоставимой со скоростью передачи по физической паре. В результате приходим к эквивалентной трехпарной линии связи, которую можно эффективно использовать одним из рассмотренных ниже способов.
7. Вариант №7 схож с одним из "стандартных" вариантов HDSL, который применяется при работе ЦСП по трехпарной линии связи. В ней исходный ЦП разделяется на три равноскоростных ПП (У=У1+У2+У3; У1:У2:У3=1:1:1), каждый из которых передается по своей паре путем однополосной многоуровневой АИМ(PAM)-модуляции с использованием ЭК и ДС для разделения направлений. Отличительной особенностью варианта №7 является то, что ФЦ (рис. 3) не является источником ПВ для физических пар и, в свою очередь, не подвергается электромагнитному воздействию от этих пар [11, 12]. Это позволяет существенно улучшить показатели такой ЦСП (табл. 2). Как показывают расчеты, для этого и всех последующих вариантов, оптимальные параметры модуляции линейных сигналов для физических пар и ФЦ оказываются разными (m1=m2^m3, Zj= 2m — число уровней АИМ-сигнала, передаваемого по i-й паре, i=1, 2, 3). При этом в большинстве случаев определяющее значение имеет оптимизация линейных сигналов, передаваемых по физическим парам.
Рис. 3. Формирование фантомной цепи
8. Показано [11, 13], что вариант №7 можно оптимизировать (получив вариант №8), если исходный ЦП разделять на подпотоки (1111) между 1-й и 2-й физическими парами и 3-й (фантомной) парой в пропорции 1^:^:^=1:1:2 а не поровну. То есть половину ЦП передавать по ФЦ со скоростью ^=0,5 V, а по каждой физической паре передавать 1/4 ЦП (со скоростью К1=К2=К/4) путем однополосной дуплексной АИМ(PAM).
9. Показано [13], что вариант №8 можно в свою очередь дополнительно оптимизировать (получив вариант №9), если половину ЦП, передаваемого по физическим парам, распределять между ними в соотношении не 1:1, а 1:2. В результате приходим к следующей пропорции распределения скоростей 1111: 1^:^2:^3=1:2:3. Результаты такого решения приведены в табл. 2.
10. Новые возможности открывает вариант №10 [14, 15], когда по каждой паре (двум физическим и фантомной) передается свой 1111, причем подобно варианту №6, используется частотное разделение направлений передачи. При этом 1111,, /=1,2,3, в одном направлении передается с помощью 2= 2т -уровневой АИМ(РАМ)-модуляции, а в другом направлении — на несущей у0,=(1/3)/Х1/т+1/2п) с помощью многоуровневой (2= 2") QAM/CAP-модуляции. Структурную схему такого варианта можно построить, объединяя элементы рис.1 и рис.3.
11. Вариант №11 отличается от предыдущего №10 тем, что, во-первых, скорости подпотоков 1111,, передаваемых по отдельным парам, выбираются не из условия 1^:^:^=1:1:1, а из условия 1^:^2:^3=1:1:2. Во-вторых, для передачи по ФЦ со скоростью К3=0,5Vприменяется режим дуплексной однополосной АИМ(РАМ)-модуляции с ЭК и ДС [13]. Здесь выигрыш получается за счет того, что по взаимовлияющим физическим парам передается ПП с уменьшенной скоростью V\=V■f=V/4 и, кроме того, сказываются только ПВ на ДК.
12. С целью упрощения построения ЦСП без существенного проигрыша в длине участка регенерации предлагается вариант №12, который отличается от варианта №11 тем, что по ФЦ осуществляется только односторонняя передача (например, в направлении Б-А) цифрового 1111 со скоростью ^=(4/6) V с помощью АИМ(РАМ)-модуляции, а по физическим парам — двухсторонняя передача с частотным разделением. При этом в направлении А-Б по каждой паре передается цифровой 1111 со скоростью ^=^=0,5 V с использованием АИМ(РАМ)-модуляции, а в направлении Б-А по каждой физической паре передается цифровой 1111 со скоростью ^=^=(1/6)У с использованием QAM(CAP)-модуляции на несущей частоте /0, выбираемой из условия: _/0>/г(0,5/т+(1/6)/2и).
13. Вариант № 13 является самым простым в реализации [16], но не самым худшим по своим показателям (табл. 2). В нем по ФЦ осуществляется односторонняя передача (например,
в направлении Б-А) полного цифропотока (со скоростью У3=У) с помощью АИМ(РАМ). В другом направлении (А-Б) по каждой физической паре передаются 1111 со скоростью 1^=^2=0,5 V также с помощью АИМ(РАМ). Оптимальные параметры модуляции линейных сигналов, передаваемых по ФЦ и по физическим парам, как правило, неодинаковы: т!=т2^т3.
Заключение
Проведенные исследования позволяют сделать следующие выводы: 1) имеется значительное число вариантов построения ЦСП на базе четырехпроводной (одночетверочной) линии связи; 2) ни один из вариантов по совокупности требуемых показателей качества (максимально возможная длина участка регенерации 1Р тах, простота реализации, устойчивость к действию дестабилизирующих факторов и т.п.) не является абсолютно лучшим; 3) каждый из вариантов может быть оптимизирован по предлагаемым методикам расчета путем выбора определенных параметров линейного сигнала, при этом всегда целесообразно использовать сложные линейные сигналы и многоуровневую АИМ; 4) целесообразно отдавать предпочтение вариантам построения, в которых слабо проявляется эффект переходных влияний физических пар на ближний конец; по возможности следует избегать вариантов, требующих применения эхо-компенсации: эта процедура всегда выполняется со значительной погрешностью, особенно при высоких скоростях передачи; 5) использование ФЦ существенно расширяет возможности использования четырехпроводных ЦСП и улучшает их качественные показатели; как правило, целесообразно применять различные оптимальные линейные сигналы для передачи по фантомной и физическим парам; 6) варианты построения ЦСП с использованием ФЦ особенно оправданы для протяженных линейных трактов, требующих значительного числа промежуточных регенераторов, питаемых дистанционно (блоки ДП на рис.3).
Приложение
Приведенные в табл. 1 и 2 результаты расчетов предельной длины участка регенерации lpmax при оптимальных параметрах модуляции линейного сигнала для каждого направления передачи (т; для i-го линейного сигнала с АИМ/PAM-модуляцией, i=1, 2, 3 и/или п; — для линейного сигнала с QAM(CAP)-модуляцией) определялись на основании [1-7, 13] по следующему алгоритму:
1. Выбирался вариант построения ЦСП (например, один из 13 рассмотренных).
2. Для выбранного варианта задавалась скорость исходного двоичного цифрового потока (f или У).
3. Для выбранного значения У задавались дискретные значения модулирующих параметров т; и п.
4. При заданных по п.п. 2, 3 параметрах и известном варианте разделения ЦП на подпотоки (ПП;) между физическими и фантомными парами кабеля производился расчет предельной длины участка регенерации lpi для каждой пары для обоих направлений передачи (при необходимости). Расчет lpi производится по отдельному, "вложенному" алгоритму, описанному ниже.
5. Минимальное значение lpi (для какой-то пары и/или направления) принимается за предельную длину участка регенерации ЦСП при выбранных параметрах т; и n;: lp=min lpi.
6. Задается другая совокупность модулирующих параметров т; и п; и повторяются п.п. 3-5. После нескольких подобных циклов определяются оптимальные значения т; opt и n; opt, максимизирующие длину участка ЦСП, которая считается предельной: lp max=max lp при т;
opt, П opt. Результат записывается в соответствующий столбец и строку табл. 1, 2.
Расчет lpi для каждого линейного сигнала (PAM или QAM) и выбранных параметрах модуляции т; и п; проводится по следующему алгоритму [1-7, 13]:
1. Задается некоторое начальное значение lpi0 и для него рассчитывают допустимую Аз доп и ожидаемую Аз^ защищенность линейного сигнала на входе решающего устройства (РУ) регенератора. Эти функции для произвольного значения lp рассчитывают из выражений:
4доп(/;?) = 10,65+ 11,421g -lgКош11р + 201g (2,-1)72
P
(1)
где 21 = 2т и/или 21 = 2"; Кош1=2.5-10 10 [1/км] — допустимый коэффициент ошибок для городских и сельских первичных сетей связи длиной 1 км [2];
А
зЕ
(lp) = -101g dec -0,\AJ/p)
+ Mdec
-ОДДб (In)
+ Me с
-0Мд(/п)
(2)
В (2) обозначено: dec(x)=10x; Азш(/Р) — защищенность на входе РУ от собственных шумов; Азб(/Р) — защищенность от ПВ на БК; Азд(/Р) — защищенность от ПВ на ДК; М, N — постоянные коэффициенты, принимающие для одночетверочного кабеля значения 0 или 1 в зависимости от наличия или отсутствия соответствующих ПВ.
2. Проверяется выполнение условия:
Аздоп(^р)-АзХ(^р)-
(3)
3. Если оно не выполняется для /Р=/Рю, то далее используют метод последовательного приближения, задавая новое значение 1Р и проверяя условие (3). Для ускорения этой процедуры обычно используют метод дихотомии. Пусть, например, Аздоп(/Р,0)>Аз^(/Р,0). Тогда на 1-м шаге берут /рП=/рЮ/2. Если АЗДоп(/рп)<Азх(/рп), то на 2-м шаге берут /р,2=(/рЮ+ /рп)/2 и т.д.
A LINE PATH OPTIMIZATION OF THE DIGITAL TRANSMISSION SYSTEMS FOR THE ONE-QUADDED COPPER-CABLE COMMUNICATION LINES
V.I. KIRILLOV, A.I. BELKO
Abstract
The variants of the digital transmission systems structural optimization for the one-quadded cupper-cable communication lines are offered. The procedures of a regeneration section limiting length account are developed. The comparative analysis of various variants of the digital transmission systems construction is carried out.
Литература
1. КирилловВ.И., Белко А.И. // Электросвязь. 2002. № 11. С. 25-28.
2. КирилловВ.И. Многоканальные системы передачи: Учебник. 2-е изд. М., 2003.
3. Кириллов В.И., Белко А.И. // Электросвязь. 2003. № 10. С. 32-36.
4. КирилловВ.И., Белко А.И., Синица В.Н., Жаденов О.А. // Электросвязь. 2005. № 2. С. 13-16.
5. КирилловВ.И., Белко А.И., Сухвал Ю.А. // Электросвязь. 2005. № 10. С. 31-34.
6. Кириллов В.И., Белко А.И. // Электросвязь. 2005. № 12. С. 31-34.
7. Кириллов В.И., Белко А.И. // Электросвязь. 2006. № 6. С. 46-49.
8. Пат. ЯИ 2259013 (РФ) С2 Н04В 3/50 от 06.12.2002. Двухпроводная цифровая система передачи / Кириллов В.И., Белко А.И. и др., Бюл. № 23, 2005.
9. Пат. ВУ 9400 (РБ) С1 2007.06.30 Н04В 3/00 от 02.12.2002. Двухпроводная цифровая система передачи / Кириллов В.И., Белко А.И. и др.
10. КирилловВ.И., БелкоА.И., Малашкевич Д.Ф. // Весшк сувяз, 2003. № 3. С. 56-58.
11. Пат. ЯИ 2260909 (РФ) С2 Н04В 3/50 от 24.12.2002. Четырехпроводная цифровая система передачи / Кириллов В.И., Белко А.И. и др., Бюл. № 26, 2005.
12. Пат. ВУ 9206 (РБ) С1 2007.04.30 Н04В 3/23, Н041 3/04 от 16.12.2002. Четырехпроводная цифровая система передачи / Кириллов В.И., Белко А.И. и др.
13. Кириллов В.И., Белко А.И. // Докл. БГУИР. 2006. № 1. С. 5-14.
14. Пат. ЯИ 2259014 (РФ) С2 Н04В 3/50 от 21.03.2003. Цифровая система передачи для четырехпроводных линий связи / Кириллов В.И., Белко А.И. и др., Бюл. № 23, 2005.
15. Пат. ВУ 9401 (РБ) С1 2007.06.30 Н04В 3/23, Н041 3/04 от 18.03.2003. Цифровая система передачи для четырехпроводных линий связи / Кириллов В.И., Белко А.И. и др.
16. Пат. ВУ 9225 (РБ) С1 2007.04.30 Н04В 3/23, Н041 3/04 от 31.10.2003. Устройство преобразования сигналов для четырехпроводных цифровых систем передачи / Кириллов В.И., Белко А.И. и др.
