АНАЛИЗ СОВМЕСТНОЙ РАБОТЫ НА МНОГОПАРНОМ ЭЛЕКТРИЧЕСКОМ КАБЕЛЕ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ ПО ТЕХНОЛОГИИ xDSL-DMT Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

2008

Доклады БГУИР

№ 2 (32)

УДК 621.395

АНАЛИЗ СОВМЕСТНОЙ РАБОТЫ НА МНОГОПАРНОМ ЭЛЕКТРИЧЕСКОМ КАБЕЛЕ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ ПО ТЕХНОЛОГИИ xDSL-DMT

В.И. КИРИЛЛОВ1, Д.Ф. МАЛАШКЕВИЧ2

1 Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники П. Бровки, 6, Минск, 220013, Беларусь

2Комитет государственной безопасности Республики Беларусь пр. Независимости, 17, Минск, 220623, Беларусь

Поступила в редакцию 10 октября 2007

Рассмотрены особенности совместной работы на соседних парах многопарного кабеля цифровых систем передачи (ЦСП) с многочастотным способом модуляции (DMT- Discrete Multi Tone). Предложена математическая модель, описывающая прохождение помех от соседних ЦСП, обусловленных переходными влияниями (ПВ) между парами в кабеле. Обоснована методика расчета предельной длины участка регенерации для ЦСП, подверженной ПВ от соседних систем, при использовании различных вариантов построения сети доступа.

Ключевые слова: цифровая система передачи (ЦСП), квадратурно-амплитудная модуляция (QAM), длина участка регенерации, переходные влияния и переходные затухания (ПЗ) на ближнем и дальнем конце, адаптация ЦСП.

Введение

Многочастотный способ модуляции нашел широкое применение в различных системах наземного и спутникового цифрового теле- и радиовещания [1]. На проводных линиях абонентского доступа по металлическому кабелю метод DMT получил распространение в таких популярных вариантах технологии xDSL, как ADSL и VDSL, которые в настоящее время считаются наиболее пригодными для высокоскоростной передачи цифровой информации [2, 3]. Применяемый в DMT принцип передачи цифрового потока по множеству частотных подканалов, в каждом из которых осуществляется передача с одинаковой символьной скоростью 4 кБод/с (с частотным разносом 4,3125 кГц между подканалами), обеспечивает следующие преимущества:

низкая символьная скорость позволяет не учитывать в полосе пропускания подканала неравномерный и колебательный характер частотной характеристики затухания линии связи;

в каждом подканале имеется возможность выбрать максимально возможную скорость передачи цифрового подпотока и соответствующий вид многоуровневой QAM в зависимости от величины измеренной в подканале защищенности от помех, эта операция производится приемопередатчиком ЦСП при установлении соединения;

при измерении помехозащищенности учитывается как зависимость уровня сигнала в подканале от затухания в кабеле, так и результирующий уровень помех от всех воздействующих источников [4-7].

Последнее свойство приводит к тому, что при работе на соседних парах многопарного металлического кабеля нескольких однотипных (или разнотипных) ЦСП неожиданно оказыва-

ется, что системы могут работать только или с недопустимо низкими скоростями либо при недопустимо малой длине линии связи. Это не устраивает абонентов и операторов сети связи и подрывает их доверие к производителям (или продавцам) цифровых систем передачи. А причиной является то, что производители указывают технические характеристики своих систем, как правило, только для "одиночного режима" работы ЦСП без учета переходных влияний от других ЦСП. Их можно понять: до сих пор подобная задача решается только на основе непосредственных физических испытаний на реальных линиях связи. Учитывая разнообразие параметров этих линий и многообразие используемых типов совместно работающих ЦСП, нетрудно представить объем и стоимость таких испытаний.

Целью данной работы является разработка математических моделей, описывающих переходные влияния между соседними ЦСП с DMT-модуляцией, и на их основе создание методики, позволяющей путем математического моделирования рассчитать предельную длину участка регенерации ЦСП с различными скоростями передачи и вариантами адаптации (перераспределения цифровых потоков между подканалами).

Принимая во внимание большое число возможных вариантов совместной работы (с различными или одинаковыми скоростями передачи цифрового потока, с разными или одинаковыми способами распределения потока между подканалами и т.п.) и стремясь определить основные тенденции и особенности, в данной работе авторы ограничились рассмотрением совместной работы нескольких ЦСП (от 1 до 4), имеющих одинаковую скорость передачи и однотипный вариант распределения по подканалам. При анализе авторы использовали также результаты, полученные ими ранее при исследовании "одиночной" работы ЦСП-DMT [8].

Математическая модель прохождения шумов и помех в ЦСП-DMT

В DMT, в отличие от САР^АМ)-модуляции, используется целый набор несущих частот и соответственно подканалов, количество которых N определяется: а) скоростью исходного информационного потока V; б) спецификой используемого способа помехоустойчивого кодирования (за счет него скорость потока возрастает в Ku раз, Ku>1); в) способом модуляции в каждом 7-м подканале (как правило, многоуровневая квадратурная модуляция вида QAM-Z,. где Z, — 2"' , п, — число разрядов кодовой комбинации 7-го цифрового подпотока, заменяемых одним многоуровневым символом);

Согласно [3], во всех подканалах ЦСП-DMT используется одинаковая скорость следования символов Vc=4 кБод/с и соответственно, частота следования f=4 кГц, что позволяет связать все указанные выше параметры в виде [8].

К. - VK =VCYN щ= 4YN и. , кбит/с. (1)

Определяемое из (1) число каналов N увеличивают на небольшое число подканалов AN, которые используются для передачи служебной информации.

Каждый из подканалов служит для организации независимой передачи данных и имеет полосу пропускания Af=4,3125 кГц, (Af>f), выбираемую с учетом обеспечения ортогональности сигналов соседних каналов и возможного различия задержки сигналов в соседних подканалах. При этом полная полоса частот, занимаемая цифровой системой в линейном спектре, равна: А/л = \/a-(jV \N). кГц. Соответственно несущая частота каждого 7-го подканала равна fi=f1+Afk(i-1), i=1,2...(N+AN), гдеf — несущая частота первого (нижнего) подканала.

На этапе вхождения в связь производится проверка качества линии, после чего передатчик, исходя из уровня помех в частотном диапазоне сигнала DMT, для каждого из отдельных подканалов выбирает подходящий вид модуляции. На "чистых" частотных участках (с малым уровнем шумов) могут быть использованы виды модуляции с большими значениями спектральной плотности мощности, например, QAM-64. На зашумленных участках — более простые алгоритмы модуляции, например, QAM-4. Очевидно, что использование такого принципа регулирования потока передачи данных позволяет наиболее точно согласовывать параметры модулированного сигнала с параметрами линии, по которой он будет передаваться. При передаче данных информация распределяется между независимыми подканалами пропорционально

их пропускной способности. Приемник выполняет операцию мультиплексирования и восстанавливает исходный информационный поток.

При анализе эффективности ЦСП с линейными сигналами, сформированными методами БЫТ-модуляции, будем учитывать, что в каждом подканале используется линейный сигнал, сформированный методом САР^АЫ)-модуляции. При этом условно ЦСП с многочастотной БЫТ-модуляцией можно представить в виде суммы параллельно работающих независимых ЦСП с САР^АЫ)-модуляцией в каждом подканале, где сумма ограничена числом используемых несущих. В таком случае можно использовать материалы [9]. В частности, ожидаемая помехозащищенность регенератора в 7-м подканале зависит от количества разрешенных амплитудных уровней импульсов X линейного сигнала и ожидаемой вероятности ошибки в 7-м подканале р1ОШ из уравнения [5]

Азл = 10,65 + 11,4218(-18Аош) + 2018[ 2, -1 /2]. (2)

При наличии в 7-м подканале нескольких источников помех и принимая статистическую независимость этих составляющих суммарной помехи, результирующую ожидаемую защищенность регенератора ЦСП в 7-м подканале можно определить как [5]

4«= "2018 Г) Ц- =-Ю18 и}, 2 !А\ =

(3)

= -1018 Х^ЯХ* = -1018 Х^ёес -0,1^ ,

где с1сс(х)= 10": — количество источников помех; Аги. (/,^,-и - — соответственно амплитуда импульса полезного сигнала, действующее напряжение и мощность у-й помехи (/ е 11 ,Л'|) на входе решающего устройства (РУ) /-го подканала; 11 р — входное сопротивление РУ; - — защищенность от у-го источника помехи, действующего на входе РУ в 7-м подканале.

С учетом (2), (3) результирующая ожидаемая вероятность ошибки р7 ОШ в 7-м подканале определяется выражением

ргош =с!ес -ёесГ Аз^+ААзпк -10,65-201§[ -1 /2] /11,42"

(4)

где АЛзпк характеризует запас на так называемое "кодовое усиление" — дополнительное повышение защищенности за счет помехоустойчивого кодирования [8].

Суммарная вероятность ожидаемой ошибки в ЦСП-БЫТ будет равна взвешенной сумме ожидаемых вероятностей во всех подканалах и с учетом (1) примет вид:

Рош.т=Ь1=ХРг.ош ^К =42^=1 Рг-ош , (5)

где У7=4п7 — скорость двоичного потока данных, передаваемых в 7-м подканале, кбит/с.

Допустимая вероятность ошибки, усредненная на значительном временном интервале, например, за сутки, для линейного тракта длиной 1р определяется по формуле [5-7]

Рош.доп ^от I ооп^р '

где К0ш1д0п — допустимый километрический коэффициент ошибок, который для местной сети равен 2,5-10-10 1/км [5].

В ЦСП с БЫТ-модуляцией длина регенерационного участка 1р может считаться приемлемой только в том случае, если выполняется условие: ожидаемая вероятность ошибки при длине 1р меньше или равна допустимой вероятности ошибки. Учитывая (5) и (6), это условие примет вид

Рг.ошПг ^ ККош 1доп1 р > (7)

где р-ош определяется из (4).

В частном случае, когда во всех подканалах используется один и тот же вид модуляции (п7=п0=соп$И), вместо (7) с учетом (1) получим условие [8]

/ > У—| ош О ошХдоп р^

где Ы0=У1/4п0 — требуемое число подканалов при данном виде модуляции QAM - 2п .

Значение 1р=1тах, при котором левая и правая части неравенства (7) станут равными, соответствует предельно допустимой длине участка регенерации. Именно этот показатель 1тах выбран нами в качестве основного критерия оценки эффективности ЦСП-БМТ.

Полагая, как уже говорилось, справедливой аддитивную форму представления БМТ-сигнала и трансформируя результаты анализа QAM/CAP-сигнала, полученные в [9], применительно к 7-му подканалу, получим

Ал ="101§

f г

Чг_ Г+/'

, Р J~fc

V C.I

tfCG¿ ft+f dec [o, lan fi+f ]Ф2 / df

(8)

где PCii — мощность передаваемого QAM-сигнала 7-го подканала на входе линии связи (ЛС); q¡ — расчетный коэффициент, характеризующий пик-фактор многоуровневого АИМ-сигнала, который модулирует 7-ю под не сущую /,: [8]; -Ц] + /'_ — спектральная плотность

мощности j-то источника помехи на входе приемной части ЦСП (выходе ЛС) в полосе пропускания 7-го подканала; a., — затухание линии связи на частотefhf е [-/с,+/с ; <p(f) — нормированная АЧХ блока видеокоррекции, который размещен между синхронным детектором подканала и решающим устройством в каждом 7-м подканале приемного устройства; она определяется из выражения [8, 9]:

cos2 тг//2/ да

Ф / =-^г^--— • (9)

V 7 sin nf/Afk / nf/Afk 2fc У '

Распределение полной мощности группового DMT-сигнала PcX между отдельными подканалами на выходе передающей части должно удовлетворять условию

рс, = Ег!Л * Р*оп = dec ОДрсдоп , (10)

где рс.доп — максимально допустимой уровень передачи группового сигнала на входе ЛС (по международным нормам рс.доп <13,5 дБм).

Защищенность от собственных шумов определим, используя [8]. Спектральную плотность мощности собственных шумов на входе приемника 7-го подканала можно представить как [5]

G¿ f1+f =kTDw f1+f , (11)

где k — постоянная Больцмана; T — шумовая температура по Кельвину; Dmy(f7+f) — коэффициент шума группового (или канального) усилителя-корректора (УК) приемной части ЦСП в полосе частот /,' f. где /е \fc-+fc •

В большинстве случаев входные каскады приемной части ЦСП-DMT являются широкополосными (групповыми), поэтому можно принять D^ifi+f) = /),„,.(/,)=/)„„:

Известно [5, 10], что типовая зависимость затухания линии связи определяется выражением

a

■ a „_

p лс V i

+ x или

fi + f=af +f lp =afc ffTT/I lp

^ /,+/ f, ф f/f. 1p=ciл / + = / 1 + jcm

где а(/' ) — километрический коэффициент затухания линии связи на частоте /'. дБ/км; а(/,) и алс — затухание (в дБ) линии связи соответственно на частоте /, и/с; х /'/,'; Ь, /,' /,'. /£ | /с' |.

Подставляя (11) и (12) в (8), можно определить ожидаемую защищенность от собственных шумов в децибелах:

47 =-ioig

чЩК

p-fc life

ёес 0,1а л f, +

ёес

ф2 / df

Pc,dec[-0,4 ft j

ч

= ^,+114-101g -101g ft -a, f, -lOlg qjb, -lOlg Wx .

(13)

где рс.7 — уровень мощности сигнала 7-го подканала на входе ЛС, дБм; / — частота несущей 7-го подканала в МГц; Ж1 — расчетный коэффициент, определяемый из выражения

+1

Wx= |аес[0,05ал(/;) х/b, ]ф\x)dx.

(14)

-1

Анализ (14) показывает, что для типовых значений применения (ап ^ 100 дБ, Ь,>6) и указанных выше значений и/с в (9) имеем 1¥\ = 0,3 и 10^ IV] = -5 дБ [8].

Защищенность от переходных влияний. Природа переходных влияний (ПВ) обусловлена наличием электромагнитных связей между соседними парами одного кабеля при работе нескольких ЦСП. Различают ПВ, возникающие между парами с противоположными направлениями передачи, и ПВ между парами с совпадающими направлениями передачи. В обобщенном виде механизм возникновения каждого из видов помех от ПВ представлен на рис. 1,а,б соответственно.

б

Рис. 1. Механизм возникновения помех от ПВ при работе на противоположных (а) и совпадающих (б) направлениях передачи

Здесь предполагается, что каждая из ЦСП работает по одной паре кабеля в одном направлении передачи. Условно принято, что ЦСП 1 — влияющая, а ЦСП 2 — подверженная влияниям. Параллельная работа на противоположных направлениях возникает при совместной работе нескольких ЦСП, построенных по принципу "двухпроводная однополосная", когда сигналы противоположных направлений одной и той же ЦСП передаются в одной полосе по одной паре и разделяются на приеме с помощью дифсистемы и эхокомпенсации [5, 6]. Эквивалентные схемы каналов прохождения переходных помех на вход приемной части подверженной влиянию ЦСП для каждого вида переходного влияния (рис. 1) представлены на рис. 2,а,б, соответственно.

а

а б

Рис. 2 Эквивалентные схемы каналов прохождения помех от ПВ при работе на противоположных (а) и совпадающих (б) направлениях передачи

Как видно из рис. 1,а и 2,а, каждый спектральный компонент мощности сигнала ^с.г(/+/) на выходе передающей части влияющей системы попадает на вход приемной части системы, подверженной влиянию, с затуханием Аб(/+/), которое называется переходным затуханием (ПЗ) на ближний конец (БК). Спектральная плотность мощности помехи от ПВ на БК на входе приемной части ЦСП будет равна:

(С /,+/ /,+/ -0,4 /+/

(15)

При параллельной работе на совпадающих направлениях передачи (рис. 1,б и 2,б) кроме ПВ на БК необходимо учитывать и так называемые ПВ на дальнем конце (ДК). Параллельная работа на совпадающих направлениях возникает при организации ЦСП как по схеме "двухпроводная однополосная", так и по схеме "двухпроводная двухполосная" [5]. В последнем случае стараются выполнить условие, что соседние ЦСП в одном направлении передачи работают в совпадающем спектре частот. Как видно из рис. 2,б, спектральные компоненты помехи от ПВ на ДК с выхода передающей части влияющей системы попадают на вход приемника системы, подверженной влиянию, с переходным затуханием Ад(/+/), которое называется ПЗ на ДК.

Помеха от ПВ на БК попадает в рассматриваемом случае на выход передатчика ЦСП 2 с затуханием А/+//). Так как передатчик работает в ключевом режиме, его выходное сопротивление не согласовано с волновым сопротивлением линии. Поэтому помеха от ПВ на БК отражается от его выхода (принимается, что коэффициент отражения Кошр помехи примерно равен 1,0 [5]) и далее начинает распространяться по ЛС в том же направлении, что и полезный сигнал, с коэффициентом передачи Кл(/+/). На входе приемной части системы, подверженной влиянию, происходит сложение по мощности помех от ПВ на БК и ДК. Учитывая изложенное, в общем случае спектральную плотность мощности помехи, возникающей на входе приемной части от ПВ при работе на совпадающих направлениях передачи, можно описать выражением:

Сок (. + ( =С . (. + ( К ёес -0,1 Д. /: + /■ +а £ + {

и.г ¿г и с.г ¿г и ото > б ¿г и л Л г Л

+ с1ес

-0,14/;+// ,(16)

при этом А„ р У Азлд РУал Ц) ]% , где .!,„„ ./,'/,, ^ — защищенность кабельной пары

(не системы) от ПВ на ДК [5].

Как показано в [5-7, 10], для симметричных кабелей связи примерная частотная зависимость ПЗ на БК определяется выражением:

А /,+/ =Аб X -1518 Ъ, -1518 1 + ф1 =Аб ./; -1518 1 + .

(17)

где А^Л) и А6((с) — известное ПЗ на БК для рассматриваемого типа кабеля на частоте /, или /с (справочное значение); х = /7/с; Ь, — /■ //с.

Защищенность кабельной пары (не системы!) от ПВ на ДК определяется соотношением

[5]:

4* ¿+А = 4* /А "101ё 1,!к ~тт§ Ь,+х = 4* и 1Р/К -тт 1 + х , (18)

где Amd(fc, /j) и Азлд(/Ь lj) — известная защищенность от ПВ на ДК кабельной линии длиной /1 на частоте fc и f (справочное значение); m — постоянный коэффициент, отражающий особенности ПВ на ДК в многопарных кабелях за счет внутричетверочных влияний (ВВ) и межчетверочных влияний (МВ): m=4 — для ВВ и m=2 — для МВ [5].

Учитывая выражение для спектральной плотности QAM-сигнала 7-го подканала, приведенное в [9, 11], выражение (15) для спектральной плотности мощности помехи от ПВ на БК, действующей на входе приемника, с учетом (17) можно представить как

2 Р I-

G6K f.+f =-fMI cos2 f 2fc dec -0,1 [A f -15lg 1 + x/bt ] ; f x = f / f. (19)

J с

Соответственно выражение (16) с учетом (17) и (18) примет вид

2P

Gd> ft+f =-fffc cos2 f/2fc Komp dec -0,1[Л f -15lg 1 + x/bt + ал f + f] +

J с

+dec

-ОД Азлд fjx -lOlg lf!\ -MOlg bi+x + ал fi+f

(20)

При анализе ПВ, возникающих при работе однотипных ЦСП, характерной особенностью является одинаковость спектральной плотности мощности сигнала на выходе передающей части влияющей и подверженной влияниям ЦСП.

Ожидаемая защищенность регенератора ЦСП от ПВ на БК может быть определена при подстановке (19) в (8):

47 —ioig

+i

2^.dec 0,1 ал ft -Аб ft J^xfcos2 жх/2 l + x/ty uс!ес[0,05ал ft x/6;]ф2 х dx

, (21)

= Л ft -ал ft -3-101g qt -lOlg

где W2 — расчетный коэффициент, определяемый из выражения:

W2 - Jjxjcos2 iajl 1 + х/6г 15dec [о, 05ал ft х/6г] ф2 х dx.

(22)

Остальные величины определены ранее.

Ожидаемая защищенность ЦСП от ПВ на ДК может быть определенна при подстановке (20) в (8):

4f —ioig

+i _

2q¡Котрёес -0,\Аб fi J*^y[x[cos2 ях/2 1 + х/Ь{ 1,5 ф2 х dx +

-1

+i _

+ 2qibimdec[-0,\A3jid fc,lx ] j\y|xjcos2 лх/2 /^Д l + x/fy "ф2 х dx = -101g qt -3-101g Kompdec -0,\A6 ft W3+btm /^Д WAdec\-0,U3iid ft,lx ]

(23)

где Ж4 — поправочные коэффициенты, определяемые методами численного интегрирования из выражений:

+1

Ж, = {^сс2 жх/2 1 + х/Ьг 1,5 ср2 х <Лх, (24)

-1

-1

Ж4 = |^[х[со82 ш/2 1 + х/6. т ф2 х с!х -1

Для разных значенний Ь, (Ь,>6) расчетные величины поправочных коофициентов IVЖ4 мало отличаются друг от друга и равны: = 0,1. Остальные величины определены ранее.

Анализ ожидаемой помехозащищенности ЦСП-БМТ для различных вариантов построения сети доступа

Защищенность ЦСП от суммарной помехи, действующей на входе РУ, зависит ряда факторов: варианта построения сети (одно- или двухкабельной); количества параллельно работающих по парам одного кабеля систем передачи; количества пар кабеля, используемых для подключения одной ЦСП; способа организации дуплексной передачи для каждой из ЦСП и т.д. [5-7].

Рассмотрим основные составляющие суммарной помехи для некоторых вариантов при параллельной работе на сети М однотипных ЦСП:

1. Для варианта сети 1 (рис. 3), представляющего собой двухкабельное построение с че-тырехпроводными ЦСП и однополосной полудуплексной передачей по каждой паре, суммарная помеха будет обусловлена собственными шумами ЦСП и переходными помехами от (М-1) пар, на которых параллельно работают влияющие ЦСП с совпадающими направлениями. Выражение для защищенности от суммарной помехи в 7-м подканале будет иметь вид:

4,=-1018 иес

-ол а:

м

+ ^йес

1=1

-0,1 а,

дк

(26)

где составляющие суммарной защищенности 4л'' и -определяются выражениями (13), (23) соответственно.

Рис. 3. Вариант построения двухкабельной цифровой кабельной сети

2. Вариант сети 2 (рис. 4), построен по схеме с двухпроводными ЦСП и однополосной дуплексной передачей по каждой паре. Здесь суммарная помеха будет обусловлена: собственными шумами; переходными помехами от (М-1) пар, на которых параллельно работают влияющие ЦСП с противоположным направлением передачи; переходными помехами от (М-1) пар, на которых параллельно работают влияющие ЦСП с совпадающим направлением передачи. Выражение для защищенности от суммарной помехи примет вид

4,=-101ё|с1ес

-0,147 +1с1ес -0Л4Г + £с1ес

-0,14'

(27)

где составляющие суммарной защищенности которого А жениями (13), (21) и (23) соответственно.

ш зл

, АГ и Ад

определяются выра-

Рис. 4. Вариант построения однокабельной цифровой кабельной сети

Алгоритм расчета предельной длины участка регенерации

Как было сказано, одним из основных обобщенных показателей эффективности работы ЦСП-ОМТ является предельно допустимая длина участка регенерации /тах. Значение этого показателя зависит от многих факторов, которые можно объединить в три группы.

Первая группа факторов определяется особенностями формирования линейного сигнала ЦСП-ОМТ: скоростью передачи исходного цифрового потока Уъ, числом подканалов N и видом модуляции в каждом подканале (числом разрешенных состояний 7.1 — 2'4 символов ()АМ-сигнала подканала), вариантами распределения полной мощности линейного сигнала между подканалами (т.е. видом зависимости pcj = ф 7 , ¡(\\. Л'|). способами помехоустойчивого кодирования в подканалах и т.д.

Вторая группа факторов связана с характеристиками используемых кабелей связи, в частности с частотной характеристикой километрического затухания каждой пары, числом пар в кабеле, частотной зависимостью переходного затухания на БК и переходной защищенности на дальний конец и т.д.

Наконец, третья группа факторов определяется структурой построения сети доступа: одно- или двухкабельная схема организации связи, двухполосный или однополосный вариант обеспечения двухсторонней передачи сигналов в ЦСП (в последнем случае возможен двухпро-водный вариант с использованием дифсистемы и эхо-компенсации или четырехпроводный вариант), число одновременно работающих по кабелю ЦСП и др.

Для каждого набора влияющих факторов, повидимому, можно подобрать такие параметры используемых ЦСП, при которых можно обеспечить максимально возможную длину участка регенерации ¡тах. Такая параметрическая оптимизация ЦСП может быть выполнена на основе приведенного выше математического аппарата путем численного моделирования на ПЭВМ и использования нестандартного программного обеспечения. Примерный вид алгоритма расчета имеет следующий вид:

1. Задается определенный набор влияющих факторов (из указанных выше) и некоторый интервал длин регенерационного участка, содержащий истинную длину участка регенерации

¡тах.

2. По приведенным выше формулам в точке первого приближения, являющейся среднеарифметическим значением границ заданного интервала, определяется сумма ожидаемых вероятностей ошибочного приема линейного сигнала во всех подканалах и допустимая вероятность ошибки.

3. Далее, используя метод Больцано (деление отрезка пополам), производят последовательное приближение ¡р к максимально возможной длине участка регенерации ¡тах, при которой выполняется равенство суммы ожидаемых вероятностей ошибки приема линейного сигнала во всех подканалах и допустимой вероятностью ошибки.

4. Полученные результаты моделирования, выполненные в широком диапазоне изменения влияющих факторов, требуют самостоятельного освещения, которое авторы предполагают сделать в следующей статье.

Заключение

Цифровая система передачи по технологии DMT является многопараметрической системой, эффективность работы которой требует аналитического обоснования.

Предложено в качестве обобщенного показателя ЦСП-DMT (целевой функции) использовать предельно допустимую длину участка регенерации.

Разработан алгоритм расчета этого показателя на основе сравнения ожидаемой и допустимой вероятности ошибки ЦСП от основных видов помех и шумов; для всех компонентов алгоритма обоснованы и определены аналитические зависимости, не имеющие аналогов.

Разработанный алгоритм расчета и специализированное программное обеспечение позволяют для произвольной совокупности влияющих факторов рассчитать получающуюся при этом длину участка регенерации, что открывает возможность выполнения численной параметрической оптимизации однотипных ЦСП.

BASED ON xDSL-DMT TECHNOLOGY DIGITAL TRANSMISSION SYSTEMS JOINT ACTION ANALYSIS IN HIGH-CAPACITY ELECTRIC CABLES

V.I. KIRILLOV, D.F. MALASHKEVICH Abstract

Features of multifrequency modulation digital transmission systems (DTS) joint action in neighbour pairs of high-capacity cables are considered. The mathematical model describing propagation of neighbour DTS disturbances caused by cable pair crosstalk is offered. Using various variants of access network construction computational procedure for limiting length of a DTS regeneration span subjected to crosstalk from neighbour systems is proved.

Литература

1. Рихтер С.Г. Цифровое радиовещание. М., 2004.

2. Котиков И.М. // Технологии и средства связи. 2003. № 3. С. 31-34.

3. Recommendation ITU-T G.992.1. Asymmetric digital subscriber line (ADSL) transceivers. June 1999.

4. Кочеров А.В., Тарасов Н.И. // Вестник связи. 2005. № 4. С. 131-134.

5. Кириллов В.И. Многоканальные системы передачи: Учеб. М., 2003.

6. Кириллов В.И., Белко А.И. // Электросвязь. 2001. № 10. С. 20-23.

7. Кириллов В.И., Белко А.И. // Электросвязь. 2002. № 11. С. 15-18.

8. Кириллов В.И., Малашкевич Д.Ф. // Докл. БГУИР. 2007. Т. 5, № 2. С. 34-44.

9. Кириллов В.И., Белко А.И. // Электросвязь. 2003 № 10. С. 32-36.

10. Каталог "Кабели связи и кабельное оборудование-2006" // Технологии и средства связи. Спецвыпуск, 2006.

11. Кириллов В.И., Белко А.И. Жаденов О.А. Синица В.Н. // Электросвязь. 2005. № 2. С. 13-16.

12. Кириллов В.И., Белко А.И. // Электросвязь. 2006. № 6. С. 46- 49.