CC BY
56
УДК 621.396.963:621.391.26
Определение диаграммы направленности линейной решетки с многоступенчатым адаптивным компенсатором помех
Семибаламут К. М.\ Хамула С. В.\ Жук С. Я.2, Литвинцев С. Н?
-'-Военно-дипломатическая академия имени Евгения Березняка, г. Киев 2 Национальный технический университет Украины "Киевский политехнический институт имени Игоря Сикорского"
E-mail: s erya58&ukr. п е I.
На основе факторизоваппого представления матричной импульсной характеристики многоступенчатого фильтра предложена методика расчета диаграммы направленности цифровой лилейной аптешюй решетки с многоступенчатым адаптивным компенсатором помех с блочной ортогопализацией сигналов компенсационных каналов, который обеспечивает параллелыго-последовательпую обработку сигналов. С помощью разработанной методики выполнен анализ диаграмм направленности шестикапальпых цифровых аптеппых решеток с одно-, двух-, трех- и шестиступепчатыми автокомпепсаторами помех при различных помеховых ситуациях.
Ключевые слова: цифровая аптеппая решетка: адаптивный компенсатор помех: параллельно-последовательная обработка сигналов: диаграмма направленности: матричная импульсная характеристика
DOI: 10.20535/RADAP. 2018.74.17-24
Введение
Широкое применение при разработке современных радиоэлектронных систем находят линейные цифровые антенные решетки (ЦАР) [1]. Традиционно алгоритмы адаптивной компенсации помех в антенных решетках характеризуются высокой вычислительной сложностью, что затрудняет их реализацию в реальном масштабе времени [2.3]. Одним из основных направлений повышения быстродействия вычислительных средств является распараллеливание алгоритмов с последующей одновременной обработкой по всем параллельным каналам [3. 4]. Система обработки состоит в этом случае из модулей (спецпроцессоров) и реализуется на основе многопроцессорных вычислительных систем.
Перспективным является подход, основанный на ортогональных преобразованиях Грама-Шмидта входных сигналов [5. 6]. Он позволяет получить алгоритмы, которые обеспечивают параллельно-последовательную обработку сигналов. В работах [7. 8] на основе FVL-теоремы с использованием LS-. RLS- и LMS-алгоритмов синтезированы двухступенчатые адаптивные компенсаторы помех (АКП). которые обеспечивают параллельно-последовательную обработку сигналов, адекватную архитектуре многопроцессорных вычислительных систем. В статье [9] на основе блочной ортогонализа-
ции Грама-Шмидта получено общее решение задачи синтеза многоступенчатых АКП с параллельно-последовательной архитектурой. Они позволяют реализовать основной принцип многопроцессорных вычислительных систем конвейеризацию и распараллеливание вычислений, как главные методы ускорения вычислительного процесса, а также конструктивную однородность и модульность как средства упрощения разработки и стоимости системы [10].
Основной характеристикой линейной ЦАР является ее диаграмма направленности (ДН). Решение задачи определения ДН известных схем линейных ЦАР с АКП. которые реализуют одноступенчатое весовое суммирование сигналов приведено в [2. 5]. Обработка сигналов в ЦАР с многоступенчатым АКП носит более сложный характер, чем в одноступенчатых. При этом каждая ступень характеризуется своим набором весовых коэффициентов. Это обуславливает необходимость разработки методики. которая позволит рассчитывать форму ДН линейной ЦАР с многоступенчатым АКП с заданной архитектурой и параметрами.
1 Постановка задачи
Структурная схема Ж-элементной линейной ЦАР с многоступенчатым АКП с блочной ортого-
Рис. 1. Структурная схема ^-элементной линейной ЦАР с многоступенчатым АКП
нализациеи сигналов компенсационных каналов и последовательной процедурой вычисления ошибки компенсации приведена на рис. 1. На входы ЦАР в г-й момент времени поступают комплексные огибающие сигналов хп(г), п = 1, N. Компенсатор помех имеет основной канал, на вход которого в г-й момент времени поступает комплексная огибающая сигнала с выхода ЦАР у(г). В АКП на основе ЦАР, с целью экономии аппаратурных затрат, а также улучшения массогабаритных характеристик изделий, компенсационные каналы часто формируются на основе элементов антенны основного канала [3]. Будем полагать, что в качестве компенсационных каналов используются каналы ЦАР с номерами п = 1,т. Сигналы компенсационных каналов хп(г), п = 1,т объединены в к блоков хг(г), г = 1,к одинаковой длины Д.
Структурная схема АКП рис. 1 имеет лестничный вид и включает к ступеней. Блочная ортогона-лизация Грама-Шмидта сигналов компенсационных каналов выполняется в к — 1 ступенях с помощью групп модулей. Номера групп определяются по номеру г блока хг (г), который ортогоналпзнруется, и по номеру ступени I. Для номеров г и / в г 1-й группе справедливо соотношение г > 1,1 = 1, к — 1,г = 2, к. Число модулей в каждой г1-й груше равно Д.
Каждый модуль устройства в г1-й группе модулей г = I + 1, к, I = 1, к — 1 представляет собой многовходовый весовой сумматор (МВС). Он имеет Д + 1 входов и характеризуется векторным весовым коэффициентом = , ...,@р1А)Т, р = 1, Д (рис. 2).
Ортогонализатор Грама-Шмидта играет роль предпроцессора [0,7], выполняющего блочную орто-гонализацию сигналов хг(г), г = 1,к. В оставшейся части автокомпенсатора реализуется последовательная процедура вычисления ошибки компенсации е(г) [ ], путем определения в каждой ступени, соответствующих ортогональных проекций сигнала
у(г). При этом используются одиночные модули, которые также представляют собой Д + 1-входовые весовые сумматоры с векторными весовыми коэффициентами р0г = (¡з0!1,..., ¡з°1)т, I = Т/к.
Полагается, что этап обучения АКП завершен н весовые коэффициенты всех модулей известны. Требуется определить ДН ЦАР с многоступенчатым АКП (рис. 1).
Рис. 2. Структурная схема МВС
2 Методика расчета диаграммы направленности антенной решетки с многоступенчатым АКП
Связь входных и выходных сигналов многоступенчатого АКП можно представить в виде
г(г) = И ...И; ...И1х(г), (1)
где х(г) = (х1(г),..., хк (г) ,у(г))т - вектор-столбец сигналов на входе многоступенчатого АКП; ъ(г) =
(х; (г),..., х; (^ ,е (г))т - вектор-столбец сигналов на выходе многоступенчатого АКП; х;(г) - ортого-нализированные сигналы г-го блока на выходе АКП г = 1,к] е(г) - сигнал ошибки компенсации помехи, который является выходным сигналом ЦАР; Н -матрица размерности (т + 1) х (т + 1), описывающая преобразование сигналов в 1-ой ступени АКП, которую можно представить в виде
Н
I =
I о о о о о о о о 0
о I о о о о о о о 0
о о о о о о о о о о
о о о I о о о о о 0
о о о В1+11 I о о о о 0
о о о о о о о о о о
о о о Вг1 о о I о о 0
о о о о о о о о о о
о о о вм о о о о I 0
0Т 0Т о в°1Т 0Т о 0Т о 0Т 1
(2)
где
А; 0
вг
Ах А х А
нулевой вектор-столбец длины А; Вг1 =
г1 ' Т
Рд I - матрица, включающая весовые коэффициенты МВС г1-о& группы модулей. Матрицу Н| можно рассматривать как матричную импульсную характеристику (МИХ) I-ой ступени АКП. Она содержит единицы на главной диагонали, а вне диагональных элементов отличны от нуля только часть элементов под главной диагональю, включающие весовые коэффициенты МВС Вг1, г = I + 1,к, в°\ входягцие в 1-ю ступень.
Выражение (1) можно представить в виде
7.(1) = Ох(г),
(3)
где С - матрица, являющаяся МИХ многоступенчатого фильтра [11], реализующего процедуру компенсации помех, определяемая по формуле
О = Нь ...Н/...Н1
(4)
Выражение (4) описывает факторизованное представление МИХ О. Матрица О является нижней треугольной, а элементы главной диагонали равны единице.
С учетом ( ) сигнал ошибки компенсации е(г) описывается выражением
е(г>)=^2 ёш+1,п Хп (¿)+ У(i),
(5)
П=1
е(г) = у(г) — ^ (-ёт+1,п)хп(г) =
п=1
У(г) Хп (i), (6)
П=1
где = ^т+1,п, п = 1,т.
Выражению (5) соответствует структурная схема одноступенчатого АКП с параллельным весовым суммированием (рис. 3). На рис. 3 у(1) является оценкой сигнала основного канала.
Рис. 3. Структурная схема ^"-элементной ЦАР с одноступенчатым АКП с параллельным весовым суммированием
Обозначим комплексную огибающую, поступающего на первый элемент ЦАР помехового сигнала в г-й момент времени х(г). Положим, что источник узкополосного помехового сигнала (с длиной волны А) расположен под углом 0 относительно нормали к оси антенной решетки. Тогда, комплексные напряжения помеховых сигналов хп(г), п = 1, N на выходах элементов ЦАР определяются по формуле [2,5]
хп(г) = х(г) ехр |](п — 1)—^8Н101 ,
(7)
п = 1^,
где э - мнимая единица, d - расстояние между соседними элементами ЦАР.
Учитывая выражение ( ), сигнал е(г) на выходе ЦАР с многоступенчатым АКП имеет вид
где ёт+1>п, п = 1,т - элементы т + 1-й строки О
Выражение (5) можно представить в виде
>(г) = у({) — ^ Япхп (ъ) п=1
N
= х(г) ехр < ] (п — 1)^^8Н10
п=1
ехр
г, = 1 ^
т ,
яп ехР \:
0
— ^ еХР] 3 (П — ^"^Ш0
п=1
0.
Тогда, ДН ЦАР с многоступенчатым АКП А(©) определяется соотношением
А(в) = ^ = А0(в) -Ак(в), (8)
ж(г)
где Ао(в), Ак(в) - ДН основного канала и компенсационная ДН. которые описываются соотношениями
т f - j ч
А0(в) = £ехрЬ(* - 1)-^- ®тв|;
т ( -жd 1
Ак(в) = Х)(-8™+М)еХр|.Я« - 1)-Х" ™в} .
Таким образом, методику расчета ДН ЦАР с многоступенчатым АКП с блочной ортогонализа-цией сигналов компенсационных каналов [8] можно представить в виде следующих этапов:
1. Формирование МИХ ступеней И;, I = 1,к на основе представления (2).
2. Вычисление МИХ G многоступенчатого фильтра, реализующего процедуру компенсации помех, на основе ее факторизованного представления по формуле (4).
3. Определение весовых коэффициентов эквивалентного одноступенчатого АКП в виде
т + 1 - входового весового сумматора ( ).
4. Расчет ДН ЦАР с многоступенчатым АКП по формуле (8).
3 Анализ диаграмм направленности антенных решеток с многоступенчатыми АКП
Рассмотрим 6-элементную линейную ЦАР с полуволновым межэлементным расстоянием. Существуют три возможных варианта построения многоступенчатых АКП на ее основе при максимальном числе компенсационных каналов т = 6, состоящих из однотипных модулей: 2-ступенчатый. 3-ступенчатый и 6-ступеичатый. Соответственно, они будут построены на основе однотипных МВС: 4-входовых, 3-входовых н 2-входовых.
Учитывая вид матрицы (2) можно показать, что МИХ первой ступени для 2-, 3- и 6- ступенчатого
АКП соответственно имеют вид:
И1
И
1 0 0
0 1 0
0 0 1
в21 A2! в23
в21 в 21 P22 в23
ви вй вз23
вО1 в201 вО1
1 0 0
0 1 0
в21 в1221 1
в122221 0
A321 0
в 31 в22 0
вО1 в22021 0
1 00 0
A21 10 0
в?1 01 0
ef1 00 1
в!1 00 0
вб1 00 0
вО1 00 0
0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 10 0 0 0 10 0 0010 0 0 0 1
И
Для анализа формы ДН используем установившиеся (настроенные) значения весовых коэффициентов МВС, полученные на основе КЬБ-алгоритма [4,5].
Количество действующих постановщиков активных шумовых помех 3: мощности постановщиков активных шумовых помех по отношению к уровню мощности собственных шумов каналов одинаковы н равны 200. Угловые положения постановщиков активных шумовых помех выбраны такими, которые создают сигнально-помеховую ситуацию, характеризуемую как хорошую и плохую, и определяются уровнем обусловленности ^ корреляционной матрицы помех [9].
Сигнал основного канала АКП у (г) формируется путем суммирования входных сигналов ЦАР х„(г), п = 1, N.
На рис. 4 показаны ДН основного канала (кривые 1) и адаптированная ДН ЦАР (кривые 2) с 1-, 2-, 3- и 6-ступеичатыми АКП. Значками * обозначены угловые положения постановщиков активных шумовых помех соответственно на азимутах -30°; 28°; 55°. Такое положение постановщиков помех создает сигнально-помеховую ситуацию, которая характеризуется обусловленностью корреляционной
Анализ диаграмм направленности (рис. 4 а-г) подтверждает практически равную эффективность по точности и глубине формирования "нулей" в направлениях на азимуты постановщиков помех. Сравнение адаптированных ДН показывает некоторые отличия в тонкой структуре их форм.
Одноступенчатый
2-ступенчатый
ш ч
20
0
8 -20 х
О -40
-60
-50 0 50 Азимут, град
(а)
3-ступенчатый
It. ' iftr f-1/ * Ф f у»*" Ф А И /Л № / \ M ' 1 1 1
! 1
-50 0 50 Азимут, град
(в)
ш ч
л" 1-
о
0
1
3
о
20 0 -20 -40 -60
ш ci
0 о
X 0 о
20 0 -20 -40 -60
ft h- V / ■ 1/ Л н / \ ft 1—\ г. ' 1 1
S •
-50 0 50 Азимут, град
(б)
6-ступенчатый
-50 0 50 Азимут, град
(г)
X/
Хк ' Р\ ! /V /\ / \
1 1 | IN / \ 1 \ 1.' \
]
Рис. 4. ДН линейной ЦАР при ^=0,59 дБ
Одноступенчатый
2-ступенчатый
ш ч
jq"
H
о о
X
3
о
20
0
-20 -40 -60
Ф / ч ♦
Y/ \л 'V и4 .'1 \
M 1 !' 1 \
2 f
Ш
ч
20 0
л
£ -20 о
| -40 Ш
-50 0 50 Азимут, град
(а)
3-ступенчатый
* / N
/ ¡\/ * (К 1 m ' у w \ |\/
IV 1 1 и ■ ' 1 1' 1
1 Ï
1
ш
Ч
.0 10 О X
3
о
20 0 -20 -40 -60
ш ч
20 0 -20
JQ 10
0
1
0 -40
-60
V/ Ï V1, /1 » у/ ' r'V
1 »' 1 >' 0 ! '
)
1 . 1
-50 0 50 Азимут, град
(б)
6-ступе нчатый
-50 0 50 Азимут, град
(в)
Рис. 5. ДН линейной ЦАР при ^=21,8 дБ
50 0 50 Азимут, град
Л ъ I 'II > < 1 II 1 л.
■ ' 1 II '
На рис. 5. а-г представлены аналогичные результаты для сигналыго-помеховой ситуации, которая ухудшается близко расположенными постановщиками помех на азимутах -30°; 28° и 30°, что приводит к обусловленности КМ помех ^=21,8 дБ. Анализ ДН подтверждает равные потенциальные возможности эффективности подавления помех рассмотренных схем, как по точности формирования "нулей" на источники помех, так и по ширине зоны режекции.
Заключение
МИХ многоступенчатого фильтра, реализующего блочную ортогонализацию сигналов, имеет фа-кторизованное представление (4). Она является нижней треугольной, а элементы главной диагонали равны единице. При этом МИХ I й ступени И; является ннжнетреугольной с единицами на главной диагонали, а из внедиагональных элементов отличны от нуля только часть элементов, включающих весовые коэффициенты МВС, входящих в I ю ступень.
Сигнал на выходе АКП с блочной ортогона-лнзацней сигналов компенсационных каналов можно рассматривать, как сигнал на выходе т + 1-входового весового сумматора (7), коэффициенты которого определяются элементами т + 1 -й строки МИХ G. При этом ДН АКП с блочной орто-гонализацией сигналов компенсационных каналов определяется по формуле (8).
Анализ ДН ЦАР с различными АКП с блочной ортогонализацией сигналов подтверждает их одинаковые возможности по эффективности подавления помех, как по точности формирования "нулей" на источники помех, так и по ширине зоны режекции.
Список литературы
1. Слюсар В.И. Цифровые антенные решетки: аспекты развития / В.И. Слюсар // Специальная техника и вооружение. "2002. № 1. С. 17-23.
2. Радиоэлектронные системы: Основы построения и теория / Под редакцией Я.Д. Ширмаиа. М. : Радиотехника, 2007. 828 с.
3. Кузьмин С.З. Цифровая радиолокация / С. 3. Кузьмин. К. : Изд-во КВиЦ, 2000 428 с.
4. Джигаи В. 11. Лдаитивная фильтрация сигналов: теория и алгоритмы / В. 11. Джигаи. М.: Техносфера, 2013. 528 с.
5. Monzingo R. Л. Introduction to adaptive arrays / R. Л. Monzingo, R. L. Haupt, Т. W. Miller. Scitech publishing inc., 2011. 510 p
6. Ратьшский M.B. Адаптация и сверхразрешение в антенных решетках / М.В. Ратынскии. М. : Радио и связь, 2003. 200 с.
7. Жук С. Я. Двухступенчатая адаптивная компенсация активных шумовых помех с ортогонализацией сигналов части компенсационных каналов / С.Я. Жук, K.M.
Семибаламут // Вестник НТУУ «К1111». Серия Радиотехника. Радиоаниаратостроение. 2016. JY" 64. с. 61-74.
8. Жук С. Я. Определение весовых коэффициентов двухступенчатого автокомиенсатора на основе LMS-алгоритма и корреляционных характеристик помех / С.Я. Жук, K.M. Семибаламут // Вестник НТУУ «КИИ». Серия Радиотехника. Радиоаииаратострое-иие. 2016. № 65. с. 26-39.
9. Жук С. Я. Многоступенчатая адаптивная компенсация активных шумовых помех с блочной ортогонализацией сигналов компенсационных каналов / С.Я. Жук, K.M. Семибаламут, С.Н. Литвинцев // Известия высших учебных заведений. Радиоэлектроника. 2017. Т. 60, №6. с. 311-326.
10. Литюк В.И. Методы цифровой многопроцессорной обработки ансамблей радиосигналов: Монография / В.И. Литюк, Л.В. Литюк М. : СОЛОН-ПРЕСС, 2007. 592 с.
11. Леховицкий Д.И. Лдаитивные решетчатые фильтры. Часть 1. Теория решетчатых структур / Д.И. Леховицкий, Д.С. Рачков, A.B. Семеняка, В.П. Рябуха, Д.В. Атаманский // Прикладная радиоэлектроника. 2011. Том 10, №4. С. 381 404.
References
[1] Slyusar V.l. (2002) Tsilrovye antennye reshetki: aspekty razvitiya [Digital antenna arrays: aspects of development]. Spet.si.al'naya tekhnika i. vooruzhenie, No 1, pp. 17-23.
[2] Shirman Ya.D. ed. (2007) Radioelektronnye si.st.emy: Osnovy post.roeni.ya i. t.eoriya [Radioelectronic Systems: Fundamentals of Construction and Theory]. Moskow, Radi-otekhnika, 828 p.
[3] Kuz:min S.Z. (2000) Tsifrovaya radiolokat.si.ya [Digital Radar], Kiev, KViT; Publ., 428 p.
[4] Dzhigan V. 1. (2013) Adapt.ivnaya Jil'tratsiya signalov: t.eoriya i. algoritmy [Adaptive filtering of signals: theory and algorithms]. Moskow, Tekhnosfera, 528 p.
[5] Monzingo R.A., Haupt R.L. and Miller T. W. (2011) hitroduetioii to adaptive arrays. Scitech publishing inc., 510 p. DOl: 10.1049/sbew046e
[6] Ratynskii M.V. (2003) Adapt.at.siya i. sverklirazreshenie v antennykh reshetkakh [Adaptation and superresolution in antenna arrays]. Moskow, Radio i svyaz\ 200 p.
[7] Zhuk S. Ya. and Semibalamut K. M. (2016) Two-stage adaptive compensation of active noise interference with signals orthogonalization of a part of compensation channels. Visii. N'l'UU KP1, Ser. Radioteh. radioaparat.obuduv., no. 64, pp. 61-74. DOl: 10.20535/RADAP.2016.64.61-74
[8] Zhuk S. Ya. and Semibalamut K. M. (2016) Definition of weight coefficient in two-stage automatic compensation based on LMS-algorithm and interference correlation characteristics. Visii. N'l'UU KP1, Ser. Radioteh. radioaparat.obuduv., no. 65, pp. 26-39. DOl: 10.20535/RADAP.2016.65.26-39
[9] Zhuk S.Y., Semibalamut K.M. and Litvintsov S.N. (2017) Multistage adaptive compensation of active noise interferences using block orthogonalization of signals of compensation channels. Radi.oeleetroiii.es and Communications Systems, Vol. 60, Iss. 6, pp. 243-257. DOl: 10.3103/s0735272717060012
[10] Lityuk V.l. and Lityuk L.V.(2007) Melody tsifrovoi mnogoprolsessomoi obrabolki ansamblei radiosignalov [Methods of digital multiprocessing of ensembles of radio signals]. Moskow, Solon-Press, 592 p.
[11] Lekhovytskiy D.I., Rachkov D.S., Semeniaka A.V., Ryabukha V.P. and Atamanskiy D.V. (2011) Adaptive lattice lilters. Part 1. Theory of lattice structures. Applied Radio Electronics: Sei. Journ, Vol. 10, No 4, pp. 380-404.
Визначення д!аграми направленост! лшшно*1 ренптки з багатоступеневим адаптивним компенсатором завад
Сыибаламут К. М., Хамула С. В., Жук С. Я., Липшицев С.М.
Вступ. Алгоритми адаптивно! компепсацп завад у цифрових антеппих ретштках (ЦАР) характеризуються високото обчпелювалыгою складшстю, що ускладшое !х реа.=нзацпо в реальному масштаб! часу. Одним з оспов-пих папрямшв шдвшцеппя швпдкодп обчислювалышх засоб!в е розиаралелюваппя алгоритм1в з пастушюю одпочаспото обробкото ус!х паралелышх капал!в. Пер-спектив1шм е шднд па основ! блочпо! ортогопал1зацп Грама-Шм1дта, який дозволяв енптезуватн багатостуие-пев! адаптивш компепсаторн завад (АКЗ) з иаралелыго-посл1довпою обробкото сигпал1в, адекваташх арх!текту-р! багатопроцесорннх обчислювалышх систем. Обробка сигпал1в у ЦАР па основ! багатоступепевих АКЗ мае бглын складпий характер у пор1впяпш з одпоступепеви-ми АКЗ. При цьому кожпа ступень мае свш паб!р ваго-вих коефщ1епт1в. Це обумовлюе пеобх!дшсть розробки методики, яка дозволить розрахувати форму д!аграми паправлепост! липйпо! ЦАР з багатоступеневим АКЗ задано! арх!тектури 1 параметрами.
Теоретичт результати. Структурна схема АКЗ з блочного ортогопал1зац1ею сигпал!в комиепсацшпих капал!в 1 посл1довпото процедурою обчислеппя похибки компепсацп мае ступепевий вигляд 1 включае ряд ступеней. Кожпа ступень складаеться з груп модул!в. Кожеп модуль пристрою у груп! модул!в представляеться схемою багатовходового вагового суматору. Комплексна обв!дпа сигналу з виходу ЦАР подаеться у осиовний капал АКЗ.
Методика розрахупку д!аграми паправлепоста ЦАР з багатоступеневим АКЗ з блочного ортогопал1загцею сп-гпал!в компепсацшпих капал!в включае паступш етапп:
1. Формуваппя матрич1шх 1мпульспих характеристик ступеней АКЗ.
2. Обчислеппя матричпо! 1миульспо! характеристики багатоступепевого фгльтру, який реал!зуе процедуру компепсацп завад, па основ! 11 факторизовапого представления.
3. Визиачешш вагових коефщ1епт1в екв1валептпого одпостуиепевого АКЗ у вигляд! багатовходового вагового суматору.
4. Розрахупок д!аграми паправлепоста ЦАР з екв!ва-лептпим одпоступепевим АКЗ.
Експерименталын результати. Апал1з д!аграм паправлепост! па основ! розроблепо! методики викопапо па приклад! 6-елемептпих липйпих ЦАР з 1-, 2-, 3- 1 6-ступепевими АКЗ при паявпост трьох постаповпишв
активпих шумових завад. Проведений апал!з шдтвер-джуе одпаков! можливост! по ефективпост! компепсацп завад розгляпутих АКЗ, як по точпост формуваппя "пу-л!в" па джерела завад, так i по шнрпш зотш режекцп при р1зпих значениях обумовлепост кореляццшо! матриц! завад.
Висновок. На основ! факторизовапого представления матрично! ¡мпульспсн характеристики багатоступепевого фгльтру розроблепо методику розрахупку д!а-грами паправлепоста ЦАР з багатоступеневим АКЗ з блочного ортогопал1зац1ею сигиал1в компепсациших ка-пал1в, який забезиечуе паралелыю-посл1довпу обробку сигпал1в.
Клюноог слова: цифрова аптеппа ретштка: адаитив-пий компенсатор завад: паралелыю-посл1довпа обробка спгпал1в: д!аграма паправлепостк матрнчпа 1мпульспа характеристика
Determination of radiation pattern for linear antenna array with multistage adaptive compensator of interferences
Semibalamut К. M., Khamula S. V., Zhuk S. Ya„, Litvintsev S. M.
Introduction. Adaptive compensation algorithms of interference in digital antenna array (DAA) are characterized by high computational complexity. As result, it makes it difficult to implement them in real time. A parallelizat.ion of computational processes and simultaneous processing in all parallel channels is one of the main directions of increasing the speed of processing.
The approach based on block Gram-Schmidt, orthogonalization makes it possible to synthesize multistage adaptive compensators of interference with parallel-sequential signal processing that similar to the architecture of multiprocessor computer systems. The signal processing in DAA based on multistage adaptive compensator of interference is more complex than in single-stage ones. Each stage has own set of weight coefficients. As result, a technique for calculating radiation pattern (RP) of a linear DAA with a multistage adaptive compensator of interference and certain architecture and parameters is required.
Theoretical results. The block diagram of the adaptive compensator of interference by using block signal orthogonalization of compensation channels and consistent determination of the compensation error has a ladder form and includes some stages. Each stage consists groups of modules. Each module in the group is a multi-input, weight, adder. The complex signal envelope from the DAA output, applies to the main channel of an adaptive compensator of interference. The technique for calculating RP of DAA with a multistage adaptive compensator of interference by using block orthogonalization of compensation channels signals includes the following steps:
1. Forming of the matrix impulse characteristics for the adaptive compensator of interference stages.
2. Calculation of the matrix impulse response for a multistage filter realizing an interference compensation procedure based on its fact.orized representation.
3. Determination of the weight, coefficients of an equivalent. single-stage adaptive compensator of interference in the form of multi-input, weighted adder.
4. Calculation of the RP of DAA with an equivalent single-stage adaptive compensator of interference.
Experimental results. RP analysis based on the proposed technique is carried out for six-element linear DAA with one-, two-, three- and six-stage adaptive compensators of interference and three jammers. The analysis confirms that considered adaptive compensators of interference have the same effectiveness of interference elimination. In the same time, they are characterized by the same accuracy of "zeros" formation on interference sources and the width of rejection zone for different values of correlation matrix conditioning of the interference.
Conclusions. We propose the technique for calculating the RP of DAA with multi-stage adaptive compensator of interference by using the factorized representation of the matrix impulse response of a multistage filter. This compensator is based on block signals orthogonalization of compensating channels and provides parallel-sequence signal processing.
Key words: digital antenna array; adaptive compensator of interference; parallel-sequence signal processing; radiation pattern; matrix impulse response
