CC BY
13Труды МАИ. Выпуск № 111 УДК 621.391
http://trudymai.ru/ DOI: 10.34759/trd-2020-111-9
Моделирование шумоподобной системы связи на основе ансамблей
симплексных кодов
Кузнецов В.С.*, Волков А.С.**, Солодков А.В.***, Сорока В.Г.****
Национальный исследовательский университет «МИЭТ», площадь Шокина, 1, Москва, Зеленоград, 124498, Россия *e-mail: vilaliy kuznelsov@holmail. com **e-mail: leshvol@mail. ru ***e-mail: solodkov [email protected] ****e-mail: [email protected]
Аннотация
В данной статье описывается математическая модель системы связи с широкополосными сигналами на основе симплексных кодов и особенности архитектуры приемной части. Проведено статистическое численное моделирование выбранных сигналов в условиях как эталонного канала с аддитивным белым гауссовским шумом (АБГШ), так и реальных каналов.
Предложено решение по организации связи в децентрализованном режиме за счет организации дополнительного временного разделения абонентов, а для сохранения общей пропускной способности системы связи передача от одного абонента в адрес сразу нескольких других ведется в пределах таймслота одновременно. Разделимость сигналов абонентами в этом случае осуществляется за счет характеристик предложенного разделяющего ансамбля.
Статья поступила 18.02.2020
Затронуты вопросы создания прототипа системы, методологии разработки программного обеспечения (ПО) для гетерогенных систем, отладки и тестирования конечного устройства.
Ключевые слова: системы связи, помехоустойчивое кодирование, прототипирование систем связи, широкополосные сигналы.
Введение
Системы связи с широкополосными (или шумоподобными) сигналами привлекают внимание специалистов из-за сочетания своих характеристик -возможности работы в условиях многолучевого распространения радиосигналов, организации множественного доступа, скрытности передачи сигнала, стойкости к помехами и т.д. [1].
При этом существует проблема регулировки мощности (т.н. проблема
ближний-дальний), которую традиционно решают за счет централизованной
синхронной передачи в нисходящем канале от базовой станции (БС) и регулировкой
мощности передатчиков абонентских станций (АС) в восходящем канале для
выравнивания мощности в точке приема. При децентрализованном режиме работы
без базовых станций эта проблема не решена, особенно при возможности
подвижности абонентов [2-8]. Кроме того, система с расширением спектра методом
прямой последовательности испытывает значительное ухудшение характеристик
при работе в асинхронном режиме, т.е. при случайном времени передачи
псевдослучайных последовательностей (ПСП) в эфир. Возможности организации
системы связи в таком случае определяются взаимнокорреляционными свойствами
Труды МАИ. Выпуск № 111 http://trudymai.ru/
используемых ПСП, что сильно усложняет их поиск, а зачастую генерацию и
обнаружение.
Однако работу нескольких абонентов в одной полосе и в одной зоне радиовидимости при использовании расширяющих ПСП можно организовать, введя дополнительное временное разделение. При этом для повышения скорости передачи следует обеспечить передачу сигналов от одного абонента в адрес сразу нескольких, что может быть обеспечено только за счет хороших корреляционных свойств расширяющего ансамбля. Авторами ранее исследовано использование в качестве расширяющих последовательностей ансамблей симплексных кодов и предложен метод генерации таких ансамблей путем модификации кодов Голда [9-13].
Каждому абоненту в таком случае выделяется таймслот в кадровой структуре, которая задается выделенной АС, называемой станцией привязки, и группа ПСП. Излучая в эфир одновременно несколько ПСП, абонент может передавать данные в адрес сразу нескольких абонентов, при этом разделимость ПСП на приеме обеспечивается низким уровнем боковых лепестков взаимно- и автокорреляционных функции используемых расширяющих последовательностей, а проблема ближний-дальний не возникает из-за равных мощностей сигналов в адрес разных абонентов, поскольку они выровнены по мощности в точке передачи [12].
Разработка структуры пакета и расчет скорости передачи информации
В данной системе выбран пакетный способ передачи оцифрованной речи или цифровых данных. Момент времени, t0 начала пакета задается сложным сигналом
синхронизации (СС), передаваемым непосредственно перед информационным пакетом. Основываясь на опыте разработки действующих многоканальных систем мобильной связи IS-95 и UMTS, работающих в аналогичных условиях, длительность сложного СС пакета выбрана равной D7 -D8 -xch = (27 -1)-(28 -1)- xch = 32835- xch . Выбор составного сложного СС приводит к ухудшению АКФ по сравнению с целым (непрерывным) СС такой же длины, но позволяет минимизировать время обнаружения сложного СС.
Кроме того, для повышения вероятности обнаружения СС в канале с замираниями момент времени начала пакета t0 определяется не амплитудой главного пика, а расстоянием между двумя главными пиками сложного СС. Для этого СС передается два раза подряд.
= Taj + 28-Г = ^ + 868- = (64770 + 1251656 -тЛ) = 84,105 мс.
Синхросигнал
Рисунок 1 - Структура пакета разрабатываемой системы
Относительное время передачи СС: Тсс
ТСС + Тпакета
■ = 5%.
Требования к стабильности тактовой частоты: АтсЛ • 1442 • хВИ = 0,1 • Tch .
0,1
Дт
ch
1
= 0,08 • 10 6 = 8 • 10 8 . При нестабильности частоты
1-8
1251656 Tch 2,516560-106
Труды МАИ. Выпуск № 111 http://trudymai.ru/
10-7 максимальное число кадров, передаваемых между посылками синхросигнала -
не более 22.
В структуре таймсота, называемого так же временным интервалом (ВИ),один чип отведен под время перестройки генераторов, полезная нагрузка состоит из D10 чипов и имеет длительность D10- Tch, а в конце таймслота заложен защитный интервал с длительностью, равной двойной максимальной задержке на распространение сигнала при заданном радиусе зоны радиовидимости в 2,5 км: t3ad.max= 13,35 мкс= 146'Tch. Отсчет ВИ = (l — 1) • ГВИ, 1 < I < 31.
Для передачи в адрес конкретного абонента используется две ПСП из выбранного расширяющего ансамбля, причем аппаратно выбор ПСП определяется различными начальными установками РЛОС, как показано на рисунке 2.
Скорость передачи в линии абонент-абонент выбрана равной яаб = 2,4 103 бит/с (передача голоса). Для повышения помехоустойчивости применяется дополнительное помехоустойчивое кодирование (ПК) внешним кодом Рида-Соломона (РС) [14] с укорочением РС(28,24,5) над полем GF(28). Тогда максимальная скорость передачи от всех абонентов в адрес j - го абонент, где 1 < j < 31, равна:
( о ir \
R =
82 'К
_ 82 • К/N 82 • 24/28
' пВИ ----пВИ = —т^-— • пВИ =
ТВИ • пВИ 1442 "tch •31 (1)
ТВИ пВИ N 82 ^С ,„ _ г> ,„ _ о л 1 п3 11 _ НА Л 1 п3
Т
К
• пВИ = Ra6 • пВИ = 2,4 • 103 • 31 = 74,4 • 103 бит/с.
Суммарная максимальная скорость передачи информации при групповом (циркулярном) режиме ведения переговоров составляет:
ЯЕ= Я1 -пВИ = 74,4-103-31 = 2,3064-106 бит/с. (2)
5
Расчет параметров системы выполним при требовании, предъявляемом к
передаче цифровых данных с помехоустойчивым кодированием, т.е. при дь = 10 6
ну 5р
4,
4,
4,
-1-► -
0 0 0 0 0 0 V
Л 0-15 /
0 0 0 0 0 1
г9 V ^ ^ ГР ->р. 2 ну 5р
0 0 0 0 1 0 V
Л 0-15 /
0 0 0 0 1 1 >
->о
V 5 ^ п> -'р
ну 5,
м-► м-►
0 0 0 1 0 о V
Л 0-15 /
0 0 0 1 0 1
?9
7°
Нулевая группа - служебная группа Последовательность МП1 может генерироваться
только в нулевой группе
1 группа
2 группа
„ 42
V 5
гр 3 р
ну 5р
м-► -►
11111 0 V
\ 0-15 /
11111 1 '
31 группа
Рисунок 2 - Начальные установки генераторов ШПС симплексного кода с параметрами К,К,БХ=(1023, 32, 512)
Труды МАИ. Выпуск № 111 http://trudymai.ru/
Основные энергочастотные параметры системы
Длительность временного интервала (ВИ), в течении которого происходит
передача ПСП в адрес одного абонента, равна:
Тш* = (An +1)' + 2-t , (3)
ВИ v 10 ' ch з max' v ^
где Dio = (210 - 1) чипов, t з max - максимальная задержка распространения радиосигнала в зоне радиопокрытия системы, которая определяется как
t = £шкс = 4^Ш6 = 1з,з5 (4)
з max с 3.108 v '
Полоса частот W с учетом длительности чипа и структуры пакета равна
а • (D „ +1) ,
w = -^ =-( 10 ) = 18 • 106 Гц, (5)
т ; _2•t ch ВИ з max
откуда длительность чипа равна
а 1,15
Л W 18•106
= 0,0639 мкс. (6)
Синхронно и одновременно (при взаимном сдвиге по задержкет = 0) в 7-ом ВИ 7-ый абонент излучает до 62 шумподобных сигналов (ШПС), по 2 сигнала в адрес каждого из 31 абонентов. Вероятность ошибки приема в этом случае полностью определяется минимальным расстоянием симплексного кода и числом ближайших кодовых комбинаций к переданной. Вероятность символьной ошибки кодового слова ПК ЧсК8 = 2- , где д4 - вероятность блоковой ошибки приема переданной
комбинации симплексного кода. Прием выполняется на цифровые согласованные
фильтры, количество которых 32 (по числу ШПС на каждого абонента).
Математическое моделирование такой стркутуры приемника будет показано ниже.
Выходы пороговых устройств согласованных фильтров делится на две группы по 16
выходов в каждой. Каждый из двух передаваемых для данного абонента ШПС
выделяется в своей группе (рисунок 4), перенося 4 бита информации (всего 2 4=82 бит на абонента).
Внешний ПК Рида-Соломона с параметрами РС(28,24,5) над полем GF(28) допускает исправление ошибок и стираний. Расчет ПУ выполняется при требовании
к качеству приема цифровых данных, т.е. при qb = 10 6. При такой величине ць
RS
вероятность ошибочного приема ц-ичного символа (байта) кода РС не хуже
цСвз = 2,2-10 "3. Тогда:
( ( С—-^
(7)
ц = ^ < 1,1-10 -3 < N.
1 - Ф
Паб -2-'с .а
ст2 1
V V •
где Nd - число ошибочных переходов переданной кодовой комбинации симплексного кода, приводящее ошибочному декодированию (ошибочному выбору)
/-ой кодовой комбинации как наиболее вероятной переданной, Nd =31+1+30 2 =92 ;
п аб 2- рс
ст2
- среднее отношение сигнал/шум в пересчете на символ 'Дх - минимальное
х /2
—го
1 г —
расстояние симплексного кода; Ф(х) = ^ ] е 2 ^ - интеграл вероятности. В соответствии с (7) проведем вычисления:
, Л ,паб-2-РС , , _ . 1,1 10-3 11П 1П—5
1 — аб^2 С -dx = 1 — Ф(х) > , ^ = 1,19-10 5
Из расчета интеграла вероятности х < 4,226, причем:
„2 паб -2-рс А ЕЬ „ й (0\
х =-2--dx =--П-dx. (8)
ст 70
Определим ПУ системы против искусственных помех:
Труды МАИ. Выпуск № 111 http://trudymai.ru/
W/
JJУ _ ■^сР пом- _ /К
Р Е
ср.с
Ъ/
qЪ =сопзТ
где Уср.пом. - средняя мощность искусственной помехи; ^ср.с - средняя мощность
полезного сигнала; ;0 - спектральная плотность мощности помехи искусственной
помехи (в отличие от N - спектральной плотности мощности теплового шума). Согласно выражению (9):
2-Р/_ 2/ .у1 .л%
= = ^ 21 х =(10) ЕЪ / х х
Т.к. симплексный код имеет наибольшее минимальное кодовое расстояние йх среди всех кодов при фиксированной блоковой длине Э, то симплексный код обеспечивает наибольшую ПУ по сравнению с любыми другими расширяющими ансамблями. ПУ симплексного кода:
ПУ =-= 57,34 = 17,6 дБ. (11)
4,2662 4 7
Среднее отношение сигнал/шум в пересчете на символ симплексного кода равно:
2 л
с -йх = = = 0,03488 = -14,574 дБ.
X
паб-2-Р _х 2 _ 4,266 ""^ ах = = 1
В данном случае предполагается, что внутрисистемные помехи от других пользователей - гауссовский случайный процесс [15], а флуктуационным шумом пренебрегли.
В синхронном режиме передачи квазиортогональных кодовых комбинаций
симплексного кода с единого передатчика 7-го абонента, все передаваемые ШПС
0
0
выравниваются по излучаемой мощности. В этом случае процедура выравнивания мощностей сигналов выполняется гораздо проще, чем выравнивание мощностей сигналов на входе базовой станции в сотовой системе связи. При выровненных мощностях ШПС:
j (м _ 1). р
ПУ= перлом. = ( П ) срс = мп _1, (12)
Рср.с Рср.с
где Nn - максимально допустимое число одновременно передаваемых сигналов абонентов при qb = const.
Согласно выражению (10) и (12) возможна одновременная передача Nn =58 квазиортогональных сигналов. Данный метод расчета числа Nn справедлив для асинхронного режима приема ШПС при выровненных мощностях принимаемых сигналов.
Задание NП = 62 квазиортогональных сигнала в синхронном режиме передачи при такой же ПУ, что и для асинхронного режима передачи, является реализуемой задачей.
Для расчета требуемого отношения E^jo предварительно определим
частотную эффективность системы. Если принять, что w = 2F, то:
R 74 4 • 103
У i = R = = 0,008266 бит/с/Гц. (13)
E6 x2 4,2662 „ „„ ^ ,л лл
— =-=-!-;-= 4,22 = 6,253 дБ. (14)
j0 У1 • dx 8,266 • 10_3 • 512 V 7
Оценим верхнюю границу максимально допустимого числа, одновременно
передаваемых квазиортогональных ШПС:
Труды МАИ. Выпуск № 111 http://trudymai.ru/
Согласно [16] и [17], для синхронной квазиортогональной системы верхняя
граница
*»<%
(15)
В нашем случае (синхронная передача комбинаций симплексного кода) эта
6
верхняя граница NП < % = 1810. = 242 сигнала. Таким образом, выбранное число
/к 74,4-103
одновременно и синхронно передаваемых сигналов NП = 2 • З1аб = 62 удовлетворяет требованиям верхней и нижней границы для N п, т.е.
58 NП = 62 < 242 (16)
Цифровое моделирование информационного сигнала
Блок-схема приемника данных приведена на рисунке 3. Из-за пакетного
режима передачи, случайных задержек прихода пакетов, а так же отсутствия пилотного канала от базовой станции прием ШПС, переносящих данные, выполняется некогерентно. Малое отношение сигнал/шум не допускает принятие решений о каждом конкретном чипе, поэтому необходимо выполнять согласованный прием сигнала в целом.
1 . In
Первый каскад цифровой СФ
Второй каскад цифровой СФ
Quantizer I
/
/
Quantizer Q RRC Q
Complex to Real-Imag
Terminatorll
Stop_search -
peak_detect
(_U
lock
MF_1st_Q
Sign
Re
In Out
RRC I
In
In Out
Im
Рисунок 3 - Схема приема данных 11
Кратковременность передачи данных (в каждом таймслоте передается не более одного ШПС последовательно) вынуждает отказаться от блоков точной подстройки частоты и фазы несущий и осуществлять бес поисковый прием. Традиционные схемы отбора наилучшего отсчета с согласованного с формой чипа фильтра на приемной стороне и интерполяции значения сигнала, максимизирующие отношение сигнал/шум на выходе фильтра и производящие децимацию, за время передачи одного широкополосного сигнала так же не эффективны. Согласованная фильтрация на выбранные ШПС в целом возможно в аналоговом виде, однако при больших значениях базы возрастают потери из-за технологических ограничений, и значительно усложняется перестройка такого согласованного фильтра(СФ). Таким образом, для выбранных архитектуры системы и формата передачи данных единственным решением является цифровая фильтрация многоразрядных отсчетов с выход фильтра, согласованного с формой чипа, без децимации в синфазной и квадратурной ветви приемника и их последующее некогерентное сложение.
Назначение блоков Quantizer и RRC - блок аналого-цифрового преобразователя (АЦП) и блок фильтрации на форму чипа. Разрядность АЦП - 4, коэффициент передискретизации АЦП равен 4, децимация на выходе фильтров не производится, коэффициент скругления фильтров RRC равен 0,25, порядок фильтров - 41.
Блоки MFI и MF Q - СФ на псевдослучайные последовательности (ПСП),
используемых для передачи данных. Поскольку каждому абоненту передается
одновременно две ПСП, каждая из своего набора объемом 16, то общее число СФ
должно быть не менее 16-2, а требуемые ресурсы для реализации будут не менее
Труды МАИ. Выпуск № 111 http://trudymai.ru/
NADC^OSRd■NpN■\6•2 триггеров (без учета логических элементах в обратных связях),
где NADC - разрядность АЦП, OSRd - к-т передискретизации в канале приема данных,
база выбранных ПСП, 16-2=32 - объем семейства ПСП, выделяемого каждому
конкретному абоненту. Весь объем ансамбля расширяющего кода разделяется на 31
семейство, одно из которых зарезервировано для служебных целей и
широковещательной либо циркулярной связи. Остальные 30 семейств используются
для передачи данных. Номер семейства, используемого конкретным абонентом,
задается блоком швг_питвг. Значительная аппаратная сложность такого решения
вызвана особенностями архитектуры. Общую сложность реализации СФ можно
несколько снизить, воспользовавшись архитектурой, предложенной в [18] и
предусмотреть возможность реализации нескольких комплектов сочетаний отводов
СФ на одном сдвиговом регистре.
Блоки i2+q2_1 и i2+q2_2 - блоки некогерентного суммирования откликов СФ.
Традиционная схема, напрямую реализующая формулу некогерентного сложения
S (/) = д/1 (/ )2 + О/)2 и использованная в схеме поиска синхросигнала, является аппаратно-затратной, поэтому на практике при реализации используются следующие упрощенные выражения [19]:
зд=\! (о|+ад (17)
S2 (/) = тах(| i (/)|, |0(/)|) + 0,5тп( 11 (/)|, |0(/)|) (18)
Блок ТН определяет, имеются ли пики в откликах СФ и формирует принятые символы, а также признак (бит) стирания для декодера помехоустойчивого кода.
Если в каждом из комплектов СФ найден пик, то есть произошел правильный прием, то номера соответствующих ПСП в двоичной форме объединяются в 8 -битное слово, передаваемого на декодер помехоустойчивого кода. Бит стирания при таком случае, очевидно, не выставляется.
Возможна следующая ситуация: произошло превышение порога откликом любого из СФ только одного набора. Для увеличения достоверности приема информации в таком случае предложено следующее решение: в том наборе, где превышения не произошло, ищется максимум в момент времени, соответствующий позиции пика из другого набора, формируется 8-битное слово по тому же способу, что и при правильном приеме, и бит стирания выставляется равным 1.
Если за время таймслота пики не найдено ни в одном из СФ - в декодер помехоустойчивого кода поступает нулевой символ и признак стирания.
Блок RS_decoder осуществляет декодирование выбранного помехоустойчивого кода с учетом вектора стираний.
Блок ImperfDataRX служит для имитации некоторых элементов радиотракта и его неидеальностей. Схема блока приведена на рисунке 4.
Рисунок 4 - Структура блока ТшрегЮа1аКХ
Труды МАИ. Выпуск № 111 http://trudymai.ru/
Блок Phase/FrequencyOffset вносит разницу в номиналах опорных колебаний и
расхождение фазы. Из-за отсутствия схемы фазовой автоперестройки(ФАПЧ) значение фазы изменяется случайно в диапазоне [0,2п) с равномерным распределением. С другой стороны, поскольку канал на длительности передачи ПСП является когерентным, фаза остается постоянной. Значение допплеровского смещения за время пакета не превосходит 5 Гц.
Блок PhaseNoise имитирует точность формирования опорных колебаний. В модели принята спектральная плотность фазового шума не более -100 дБн/Гц.
Блок I/QImbalance служит для имитации неравенства характеристик квадратурных ветвей приемника. Типовые максимальные значения для современных трансиверов с автокалибровкой равны 0,2% от усиления (принято 0,2 дБ) и 2° градуса для фазы.
Блок DCOffetComp служит для гальванической развязки по постоянному току, а так же уменьшает воздействие гармонической помехи при ее попадании в окрестность несущей частоты.
Блок MagnitudeAGC имитирует работу автоматической регулировки усиления (АРУ). Согласно схеме используемого трансивера на базе микросхемы AD9361, шаг изменения усиления равен 1 дБ, максимальное значение коэффициента усиления на промежуточной частоте (ПЧ) равно 72 дБ.
Настройки этих блоков используются так же и в тракте приема синхросигналов, поскольку в обоих случаях используется одна и та же аналоговая часть и АЦП.
Для ускорения моделирования процедура вычисления отклика СФ заменена на вычисление значения встроенной функции xcorr, работающей на основе быстрого преобразования Фурье (БПФ), а само формирование сигнала производится заранее и считывается из памяти. Для этого предварительно создается вектора данных для 5 абонентов, поскольку этот режим является одним из рабочих. Для упрощения отладки модели для абонента 1 выбрано нулевое информационное слово, для абонента 2 - возрастающая последовательность 1...28, для абонента 3 -информационное слово из всех единиц, для абонентов 4 и 5 - случайные последовательности. Затем производится кодирование выбранным помехоустойчивым кодом, расширение спектра, модуляция BPSK, фильтрация фильтром с характеристикой вида «корень из приподнятого косинуса», внесение случайной задержки не более чем время на распространение сигнала, одинаковой для всех ПСП в одном таймслоте, и итоговое сложение. Общая длительность предварительно рассчитанного сигнала равна полной длительности кадра при выбранном числе абонентов N_FEC•Nаб•OSRd•(NpN+2•PropagDelay)•Tch, где N_FEC -длина кодового слова помехоустойчивого кода, 28 символов, N5 - число абонентов (выбрано N6=5 как тестовый сценарий работы), PropagDelay - максимальная задержка распространения сигнала в один конец зоны покрытия (5 км), равная 209 чипам, т^ - длительность чипа.
График вероятности битовой ошибки в условиях АБГШ без влияния искажений приведен на рисунке 5.
Таким образом, по итогам статистического моделирования приема
шумоподобных сигналов, переносящих данные, предложенной схемой в канале с
Труды МАИ. Выпуск № 111 http://trudymai.ru/
АБГШ, случая полного совпадения фаз опорных генераторов и без учета
_о
особенностей аппаратной реализации вероятность битовой ошибки q6um = 10
достигается при Ech/No = -20,5 дБ, а q6um = 10"6 - при Ech/No ~ -19,8 дБ. Эти значения являются нижней оценкой и позволяют оценить потери на реализацию, а так же энергетический проигрыш от иных факторов.
Пересчет Ech/N0 соотношения в соотношение Eb/N0 выполняется по формуле
Eb Ech * (D10 +Д) Ech
N0 N0 • пПСП • rc N0
*, (19)
где (Д0 +Д) = 1442 - длительность ВИ в чипах, д0 = 1023 - длина ПСП, А = 419 - запас на распространение сигнала в чипах; ппсп = 4 - число бит, переносимых одной ПСП, г = 24/28 - относительная скорость помехоустойчивого кода. Коэффициент к в таком случае равен -26,23 дБ.
Вероятность ошибочного бита на выходе декодера ПК
к -3
г-1 103
ст1
-24 -23.5 -23 -22.5 -22 -21.5 -21 -20.5 -20 -19.5
Еси N
Рисунок 5 - Вероятность ошибки на бит
Для выбранного кода РС(28,24,5) над полем GF(28) теоретический расчет
отношения ЕъШ0 для вероятности битовой ошибки дбит = 10"6 дает значение 6,344 дБ
а с учетом выражения (3) Есн/М = -19,85 дБ, что подтверждает достоверность математической модели формирования, передачи через канал с АБГШ и приема информационных сигналов. Вероятность ошибки дбит = 10 9, достигается по расчетам при отношении Еси/И0 = -19,35 дБ.
Труды МАИ. Выпуск № 111 http://trudymai.ru/
Анализ цифрового моделирования сигналов
Целью анализа моделирования является определение работоспособности предложенных сигналов и схем их приема с учетом особенностей практической реализации. В ходе приведенного ранее анализа было рассмотрено влияние только приемной аппаратуры, ее ограничений и неидеальностей, приводящих к уменьшению достоверности передачи данных и по итогам статистического моделирования определена степень деградации характеристик и установлена худшая комбинация условий.
Как определено ранее, прием сигнала происходит принципиально в некогерентном режиме и без возможности коррекции расхождения фаз и номиналов колебаний генераторов. К разнице фаз, кратной 90°, приемная схема нечувствительна из-за обработки двух квадратурных ветвей и применения операции взятия модуля перед оценкой превышения пиком отклика СФ порога. Из-за этого характер профиля графика энергетических потерь будет повторять отрезок графика в диапазоне от 0 до 45°, фазу в котором можно считать распределенной равномерно, а энергетические потери как монотонно возрастающие до определенного в ходе математического моделирования значения 1 дБ. Таким образом, среднее значение потерь на квадратурный прием не превосходит 0,5 дБ.
Допплеровское смещение несущей частоты для абонента типа «пешеход» не превосходит 5 Гц, то есть за время таймлота изменение фазы не превысит 0,15°. Это означает, что энергетическими потерями от допплеровского смещения можно пренебречь.
Для оценки эффективности выбранных сигнально-кодовых конструкций для передачи данных с точки зрения влияния рассогласования квадратурных каналов было проведено статистическое моделирование схемы с имитацией неравнества передаточных характеристик квадратруных каналов согласно описанию, выбранной для прототипирования платы трансивера. В качестве настроек взято значение неравенства усиления 0,2 дБ и разбалансировке по фазе 1°. В результате моделирования энергетические потери не превзошли 0,1 дБ для заданной вероятности битовой ошибки.
Поскольку АЦП является одним из основных потребителей энергии в приемнике, а выбор его разрядности определяет разрядность согласованных фильтров, то есть определяет его сложность и энергопотребление, то следует произвести оценку влияния разрядности выходной шины АЦП на достоверность передачи данных.
При помощи численного моделирования были получены зависимости достоверности приема информации от отношения энергии чипа к М0 для случаев разрядности 2 (жесткое посимвольное принятие решений до СФ на последовательность), 4 и 8 бит. Среднее значение энергетических потерь оказалось равным 2 дБ для однобитных и не более 1,5 дБ для «-битных АЦП [20]. Таким образом, приемлемая разрядность АЦП для приема данных определена равной 4.
Ошибка вычисления некогерентной суммы каналов (в процентах) упрощенными выражениями (17-18) приведена на рисунке 6. По итогам моделирования для реализации выбрана схема на основе выражения 2, которая дает наименьшие потери - не более 0,5 дБ.
Труды МАИ. Выпуск № 111
45 40 35 30
http://trudymai.ru/
Ошибка некогерентного сложения
«Г 25
«
ю к
а 20 о
15 10 5 0
— 8 ••••81 -• 82
и •
•
•
у' — • ^ ■
* У / 4 / V /.......... \ \
;/ Г \ ■ Ч-.
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90
Фаза, °
Рисунок 6 - Ошибка вычисления некогерентной суммы каналов
Общее среднее значений всех энергетических потерь на реализацию, таким образом, равно в худшем случае 2,5 дБ.
Заключение
Описана математическая модель системы связи на основе выбранных сигналов и архитектурных решений. Проведено статистическое численное моделирование выбранных в условиях как эталонного канала с аддитивным белым гаусовским шумом, так и реальных каналов.
Проведен обзор методов улучшения характеристик приема шумоподобных сигналов и применение методов помехоустойчивого кодирования.
Исследованы вопросы создания прототипа системы, методологии разработки программного обеспечения для гетерогенных систем и вопросам отладки и тестирования конечного устройства.
Описана характеристика системы с широкополосных сигналов как скрытность, методы её определения и пример расчета для созданной системы связи.
Библиографический список
1. Ипатов В.П. Широкополосные системы и кодовое разделение сигналов. Принципы и приложения. - М.: Техносфера, 2007. - 488 с.
2. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Радио и связь, 1985. - 384 с.
3. Torrieri D. Principles of spread-spectrum communication systems, Springer, 2015, 641 p.
4. Simon M.K., Omura J.K., Scholtz R.A., Levitt B.K. Spread Spectrum Communication Handbook, New York, McGraw-Hill, 1994, 1228 p.
5. Шевцов В.А., Бородин В.В., Крылов М.А. Построение совмещенной сети сотовой связи и самоорганизующейся сети с динамической структурой // Труды МАИ. 2016. № 85. URL: http://trudymai.ru/published.php?ID=66417
6. Бородин В.В., Петраков А.М., Шевцов В.А. Анализ эффективности передачи
данных в сети связи группировки беспилотных летательных аппаратов // Труды
МАИ. 2015. № 81. URL: http://trudymai.ru/published.php?ID=57894
Труды МАИ. Выпуск № 111 http://trudymai.ru/
7. Бородин В.В., Петраков А.М., Шевцов В.А. Имитационная модель для
исследования адаптивных сенсорных систем // Труды МАИ. 2018. № 100. http://trudymai.ru/published.php?ID=93398
8. Бородин В.В., Шевцов В.А. Выбор параметров управления доступом в сетях связи с мобильными объектами // Труды МАИ. 2015. № 80. URL: http://trudymai.ru/published.php?ID=56886
9. Баринов В.В., Лебедев М.В., Кузнецов B.C. Анализ корреляционных характеристик расширяющих ансамблей // Электросвязь. 2006. № 3. С. 38 - 39.
10. Barinov V.V., Kuznetsov V.S., Lebedev M.V. Spreading ensembles with improved correlation properties for multiple access // 2005 IEEE 16th International Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, IEEE, 2005, vol. 2, pp. 1081 - 1085. DOI:10.1109/PIMRC.2005.1651607
11. Кузнецов В.С., Волков А.С., Солодков А.В., Баскаков А.Е. Разработка гетерогенной помехозащищенной системы радиосвязи с временным кодово-адресным разделением // T-Comm-Телекоммуникации и Транспорт. 2018. Т. 12. № 9. C. 4 - 9
12. Волков А.С. и др. Применение протокола TCP в мобильных самоорганизующихся сетях ad hoc, основанных на широкополосных сигналах // Системы синхронизации, формирования и обработки сигналов. 2019. Т. 10. № 1. С. 4 - 10.
13. Кузнецов В.С., Шевченко И.В., Волков А.С., Солодков А.В. Генерация ансамблей кодов Голда для систем прямого расширения спектра // Труды МАИ.
2017. № 96. URL: http ://trudymai.ru/published.php?ID=85813
14. Кларк Дж., Кейн Дж. Кодирование с исправлением ошибок в системах цифровой связи. - М.: Радио и связь, 1987. - 392 с.
15. Левин Б.Р. Теоретические основы статистической радиотехники. - М.: Радио и связь, 1989. - 653 с.
16. Сарвате Д.В., Персли М.Б. Взаимнокорреляционные свойства псевдослучайных и родственных последовательностей // Труды института инженеров по электротехнике и радиоэлектронике. 1980. Т. 68. № 5. С. 59 - 90.
17. Fan P., Darnell M. Sequence design for communications applications, Research Studies Press, 1996, 516 p.
18. Application Note XAP212: CDMA Matched Filter Implementation in Virtex Devices, available at: https://www.cs.york.ac.uk/rts/docs/Xilinx-datasource-2003-q1/aPnotes/xaP212.pdf
19. Широ Г.Э., Кузнецов М.С. Оценка реализации системы цифровой связи на основе шумоподобных сигналов типа М-последовательностей // Известия вузов. Электроника. 2014. № 6. С. 67 - 72.
20. Казаков Г.Н., Петраков А.М., Шевцов В.А. Оценка точности работы корреляционно-интерферометрического пеленгатора // Известия вузов. Авиационная техника. 2018. № 4. С. 103 - 110.
