CC BY
29
DOI 10.25987^Ти.2020.16.3.0П УДК 621.396
МОДЕЛИРОВАНИЕ ПЕРЕДАЧИ ДИАГНОСТИРУЮЩИХ СИГНАЛОВ ЧЕРЕЗ ЗАГРУЖЕННЫЙ РЕТРАНСЛЯТОР С НЕЛИНЕЙНОЙ ПЕРЕДАТОЧНОЙ
ХАРАКТЕРИСТИКОЙ
Р.И. Буров, Б.В. Илларионов, Д.С. Малиев
Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил «Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина», г. Воронеж, Россия
Аннотация: при проектировании линий спутниковой связи и расчете их зон покрытия учитываются любые, даже самые неблагоприятные, сочетания условий распространения сигналов, что при эксплуатации ретранслятора приводит к существенному преуменьшению рассчитанного уровня сигнала по сравнению с фактически обеспечивающимся. В целях обеспечения электромагнитной совместимости в этих условиях контроль соответствия заявленных характеристик реальному уровню плотности потока мощности, создаваемому спутником-ретранслятором у земной поверхности, является наиболее приоритетной задачей радиоконтроля. Целью работы в интересах проведения радиоконтроля линий спутниковой связи методом активной диагностики является компьютерное моделирование передачи диагностирующих (тестовых) фазо-кодо-манипулированных сигналов через функционирующий в односигнальном режиме без обработки сигналов на борту спутник-ретранслятор с нелинейной передаточной характеристикой. Элементами новизны представленной модели является то, что моделирование диагностирующего сигнала было проведено применительно к использованию фазо-кодо-манипулированных сигналов на основе псевдослучайной последовательности максимальной длины (М-последовательности) с возможностью выбора степени и вида образующего полинома. Показано, что после совместной ретрансляции тестового фазо-кодо-манипулированного сигнала и сигнала линии спутниковой связи при определенных соотношениях их частот будет иметь место интерференция интермодуляционных составляющих и ретранслированного ФКМ-сигнала, приводящая практически к полному подавлению диагностирующего сигнала независимо от величины его базы. Разработанная модель позволяет обосновать рациональные требования к энергетическим параметрам диагностирующих сигналов с учетом нелинейной передаточной характеристики ретранслятора и избежать при этом снижения пропускной способности контролируемой линии спутниковой связи при проведении радиоконтроля методом активной диагностики
Ключевые слова: спутник-ретранслятор, радиоконтроль, спутниковая связь, диагностирующие сигналы, тракт ретрансляции
Актуальность
По мере роста числа и категорий пользователей спутниковой связи (СпС) возрастает 'загруженность орбит и частотных диапазонов, выделенных для ее организации, в которых также функционирует и множество других радиоэлектронных средств: радиорелейных станций, сотовых сетей, сетей беспроводного доступа и т.д. Вместе с этим, наличие недокументированных возможностей по изменению конфигураций линий СпС значительно усложняет процедуру радиоконтроля и получения достоверной информации об их реальных параметрах в интересах различных потребителей.
Проведение радиоконтроля линий СпС предполагает решение ряда задач с целью получения сведений о соответствии реального состояния использования заданного частотного ресурса выданным разрешениям на эксплуатацию радиоэлектронных средств (РЭС), а также поиск, выявление и определение принадлежно-
© Буров Р.И., Илларионов Б.В., Малиев Д.С., 2020
сти наблюдаемых линий СпС заданному для контроля ретранслятору. При этом использование лишь метода наблюдения излучаемых ИСЗ-ретранслятором сигналов не обеспечивает в общем случае достижения поставленной цели. Это обусловлено, во-первых - отличием частотных, структурных, поляризационных и энергетических параметров линий СпС на входе и выходе ИСЗ-ретранслятора [1,2], во-вторых - отсутствием или сознательным искажением априорных данных о характеристиках контролируемой линии СпС, в-третьих - возможным изменением конфигурации линии СпС [3-5], а при конфликтном взаимодействии - использованием мер помехозащиты. Выходом в данной ситуации может стать использование методов активной диагностики состояния трактов ретрансляции. Сущность данных методов заключается в излучении в направлении спутника специально сформированных испытательных (диагностирующих) сигналов, последующем их приеме после ретрансляции спутником, обработке и определении (на основе контроля
изменения параметров сигналов) необходимых характеристик трактов ретрансляции.
Анализируя различные методы формирования диагностирующих сигналов, можно сделать вывод о том, что наилучшими корреляционными свойствами, возможностью независимого воспроизведения сигналов на приемной стороне, высокой помехоустойчивостью и энергетической скрытностью обладают фазо-кодо-манипулированные (ФКМ) сигналы на основе псевдослучайной последовательности (ПСП) максимальной длины - М-последовательности [6]. М-последовательность - это псевдослучайная линейная рекуррентная последовательность, обладающая рядом уникальных свойств. В частности, периодическая автокорреляционная функция (АКФ) R(%) таких последовательностей имеет явный пик при т = 0 (R(0)=N, где N = 21-1 - период М-последовательности), а уровень боковых пиков ( т ф 0 ) составляет величину R(т ф 0) = -1 / N . Это позволяет с большой точностью измерять параметры сигналов (в частности, в радиолокации и радионавигации при определении дальности до цели и местоположения объекта по времени задержки сигнала) и проводить кодовое разделение каналов и доступа в многоканальных и многостанционных системах. Применительно к использованию именно таких диагностирующих сигналов и приводятся в дальнейшем результаты расчетов, проведенных в среде моделирования MathCAD [7,8].
Цель работы - с использованием среды моделирования МаШСАО разработать компьютерную модель передачи диагностирующих сигналов по загруженному спутнику-ретранслятору с нелинейной передаточной характеристикой в режиме без обработки сигналов на борту.
Разработанная модель является комплексной и состоит из ряда взаимосвязанных моделей, использование которых позволяет решить ряд частных задач проводимого исследования. Структурная схема модели передачи диагностирующих сигналов по загруженному спутнику-ретранслятору и логическая взаимосвязь ее составных частей (сплошные линии) с решаемыми задачами (штриховые линии) представлена на рис. 1.
Рис. 1. Структурная схема модели передачи диагностирующих сигналов
Исходя из представленной схемы, методика разработки рассматриваемой модели будет включать в себя модели формирователя М-последовательности, передаваемого сообщения, ФКМ-сигнала и нелинейного ретранслятора с прямым переносом спектра сигнала. При этом на каждом этапе моделирования была проведена оценка адекватности модели реальным физическим явлениям, протекающим в тракте ретранслятора [9].
Модель формирователя М-последовательности
Для формирования М-последовательности необходимо задать неприводимый характеристический образующий полином, который может быть представлен в математическом или двоичном виде. Например, образующий полином, задающий М-последовательность с периодом N = 2 -1 =63 бита, в математическом представлении имеет вид
g(x) = х6 + х5 + 1, (1)
а в двоичном - 1100001, где значения каждого бита (т.е. «1» или «0») являются коэффициентами полинома, записанного в общем виде:
g( х) = X + ^ X1-1 + g2 X-2 +... + gnx0 (2)
Для задания неприводимых характеристических полиномов согласно выражению (2) в модели были использованы операторы считывания данных READPRN("flle") из подготовленных структурированных файлов, содержащих коэффициенты записанных в двоичном виде образующих полиномов (рис. 2).
Ркш^ 4 ЕЕАОРКК("РоНпотЗ.М.") РЬт^. - ЕЕАПРГСК("Ро1тотйМ') РЬт^ := КЕАПРЮч(11Ро&отЭ.М.") Р1шп4 := ЕЕАОРКК("Р0];1101п4.М.") РЬш^ := ЕЕАВР1Ж(иР°11пот7.Ш.и) РЬт^ := НЕАБРНМ("Ро1тот10.txt") Р1пш5 := ЕЕАОРЮТ("РоНпот5.М.") := ЕЕАВРКХ(иРоНпот®.Ш.и) Р^^ := ЕЕАБРКН("Ро1тот11 .Ш.")
Рис. 2. Блок операторов считывания коэффициентов образующих полиномов
80
В модели реализован расчет М-последовательностей по образующим полиномам до 12-й степени и предусмотрена возможность добавления полиномов старших степеней. Для этого необходимо сформировать структурированные файлы для соответствующей степени полинома и добавить аналогичный оператор в блок считывания коэффициентов.
После выполнения операторов данного блока в общий трехмерный массив Р1пт будут занесены коэффициенты образующих полиномов для всех степеней. При этом каждый элемент массива Р1пт1 будет представлять собой матрицу, количество столбцов в которой равно 1+1, а число строк определяется количеством неприводимых характеристических образующих полиномов для I -й степени (рис. 3).
Рис. 3. Листинг трехмерного массива коэффициентов полиномов
Например, для 1=6 матрица Р1пт6 будет содержать 6 строк и 7 столбцов (рис. 4), а для 1=11 матрица Р1птп будет содержать 173 строки и 12 столбцов (неприводимых характеристических образующих полиномов 0,1 и 2-й степеней не существует).
PkuTij =
0 1 2 3 4 5 6
0 1 0 0 0 0 1 1
1 1 0 1 1 0 1 1
2 1 1 G О G G 1
3 1 1 0 0 1 1 1
4 1 1 G 1 1 G 1
5 1 1 1 0 0 1 1
Рис. 4. Результат считывания коэффициентов образующих полиномов
Формирователь, т.е. устройство, генерирующее М-последовательность, обычно строится на основе регистра сдвига (РС) и сумматоров по mod2. Считанные блоком (рис. 2) коэффициенты образующих полиномов используются для определения номеров ячеек регистра сдвига, участвующих в обратной связи по mod2. Для выделения матрицы-столбца StrPlnm(l,nPlnm), содержащей только коэффициенты заданного полинома (пР1пт - его номер в матрице Р1пт1), в модели использована встроенная функция submatrix(A,irjr,icjc) [8], возвра-
щающая часть матрицы А, находящуюся между строками ^, ]г и столбцами с, ]с включительно. На рис. 5 представлен листинг указанной процедуры с примером результата ее работы для 3-й строки матрицы Р1пт6 .
Рис. 5. Листинг процедуры формирования матрицы-столбца
Отметим, что по умолчанию нумерация элементов массивов в среде моделирования MathCAD начинается с нуля, и в рассматриваемой модели установленный порядок нумерации не изменялся. Структурная схема формирователя М-последовательности (без тактового генератора), заданной выражением (1) для 1=6 и пР1пт=2, представлена на рис. 6.
Рис. 6. Структурная схема формирователя М-последовательности
На каждом такте функционирования формирователя М-последовательности на вход регистра сдвига поступает результат сложения по mod2 состояния тех ячеек, которые участвуют в обратной связи (для указанного примера это ячейки №1 и №6). Моделирование данной операции может быть осуществлено на основе операции умножения матрицы-строки, характеризующей состояние ячеек РС на данном такте, и матрицы-столбца, элементы которого являются коэффициентами образующего полинома, представленного в двоичном виде. Проведя в дальнейшем целочисленное деление результата перемножения матриц на 2, в остатке получим искомое значение, которое на следующем такте будет записано в 1-ю ячейку РС. Листинг подпрограммы, реализующей изложенный способ и рассчитывающий таблицу М-последовательности, представлен на рис. 7.
Рис. 7. Листинг подпрограммы расчета М-последовательности
В данном блоке приняты следующие обозначения: I - старшая степень образующего полинома (количество ячеек РС), пР1пт - номер полинома в таблице образующих полиномов для I -й степени, пКотЬ - исходное состояние ячеек РС может быть любым, за исключением нулевого.
В первой строке блока происходит запись исходного состояния в ячейки РС, а затем объявляется цикл по i -строкам (тактам) и ] -столбцам (ячейкам), внутри которого на каждом такте производится перенос состояния ячеек на предыдущем такте в текущий со сдвигом на 1 и, согласно рассмотренному способу,
определяется значение, поступающее на вход РС. Временное представление М-последовательностей, полученных с выхода последних трех ячеек регистра сдвига, приведено на рис. 8.
Рис. 8. Графики М-последовательности с выхода 4,5 и 6 ячеек
Расчет значений периодической и апериодической автокорреляционной функции осуществляется в разработанной модели с помощью подпрограммы АКЕ, реализующей подсчет совпадений и несовпадений импульсов М-последовательности и ее копии, циклически смещенной на 0-К тактов (рис. 9).
Рис. 9. Листинг подпрограммы расчета значений АКФ
В первой строке кода заполняется матрица k элементами рассчитанной ПСП. Это необходимо для того, чтобы каждый раз при обращении к таблице не происходил ее перерасчет заново. Во второй строке объявляется цикл по i (т.е. по времени задержки тз), затем обнуляется значение АКФ для данного сдвига и объявляется вложенный цикл по ] , в котором с помощью метода последовательного перебора происходит подсчет значений R(тз) . Если импульсы последовательности и ее копии, циклически сдвинутой во времени на i тактов, совпадают, то значение АКФ увеличивается на единицу, в противном случае - уменьшается. Параметр АРегШ задает «флаг» периодичности, если он равен нулю, то мы получаем периодическую АКФ, если нет - то апериодическую.
На рис. 10 представлены графики периодической и непериодической АКФ, а также
пунктиром показаны маркеры: период последовательности N и уровень 4N для оценки боковых пиков. В рассматриваемой модели предусмотрена возможность анимации этого графика, для чего введена зависимость исходного состояния ячеек РС kKomb от переменной FRAME по циклическому изменению kKomb в пределах от N до 1. Получаемые таким образом анимационные ролики позволяют визуализировать изменения автокорреляционной функции для различных исходных кодовых комбинаций.
Рис. 10. Периодическая и апериодическая АКФ М-последовательности
Использование функции mod(y,x) [9] при обращении к элементам массива гарантирует защиту от неправильной адресации и, как следствие, от получения сообщений об ошибках. В интересах повышения наглядности представления полученных результатов имеется возможность построения трехмерных графиков зависимости значений апериодической АКФ от исходной комбинации и тактового сдвига, как показано на рис. 11.
Рис. 11. Трехмерный график апериодической АКФ
Представленные зависимости наглядно иллюстрируют возможность существенного (потенциально в N-1 раз) расширения адресного пространство ФКМ-сигналов, что в настоящее время успешно применяется для увеличения количества одновременно работающих пар абонентов в общей полосе частот. При этом для их адресации (разделения) используются отличия в форме сигнала, обусловленные не только разными образующими полиномами, но и разными исходными комбинациями, сдвинутыми относительно друг друга на 2 такта.
В этом блоке kRazrd = 8 - разрядность кода, kSimb = 1000 - количество передаваемых символов сообщения, VT = kRazrd • kSimb - скорость передачи данных, MaxValue = 255 - максимальное число, которое можно закодировать kRard -разрядным кодом.
Аналогичным образом сформированы аналитические модели М-последовательности , модулированной передаваемым сообщением, и ФКМ-сигнала Sm(t) (рис. 13).
Рис. 13. Листинг модели М-последовательности и ФКМ-сигнала
Построение спектра ФКМ-сигнала проведено с помощью встроенной процедуры cfft(A) быстрого преобразования Фурье согласно теореме Котельникова (рис. 14).
{ Б КАМЕ
пХ .= tlullc -
иЖаиг! ■ N
кеоб 1ьЧип« дня с&здахаанимацш кТх .= (пХ + 1) 7 -
{' { —'-МГ
I 1 1 1
Р!тпервая дыпдцикизвции
"|г .1 по времен
У1_ = :: 1-| М*
БЯ Фурье ЩЦв ■ ШйЭ Г т
Аттрвая наблюдения
) врвмахи 1 1:1йЬ " 1 "
1-, = Г: ,!:-, Тг^Л'ЯЪ I Ц,
АЧХспектри и ев пормщюеха
Зчкт.:-3(1!т(1„ ЕНАМЕч-Ц),
Рис. 14. Блок операторов построения спектра ФКМ-сигнала
Модели передаваемого сообщения и ФКМ-сигнала
Для формирования передаваемого сообщения (данных), используя встроенную функцию rnorm (m,ц,a), возвращающую вектор m
случайных чисел, имеющих нормальное распределение с математическим ожиданием ц и дисперсией и , был сформирован массив чисел X , имитирующих передачу текстового (коды букв) или речевого (дискретные отсчеты) сообщения. Далее определена временная функция - сигнал x(t) , соответствующий передаваемому сообщению (рис. 12).
На рис. 15 представлен амплитудно-частотный спектр ФКМ-сигнала, построенный по изложенной методике для указанных значений параметров при передаче первого символа X1 = 116 сформированного ранее сообщения.
Рис. 15. Амплитудно-частотный спектр ФКМ-сигнала
л := гоип<3(тогт(к3ш1ъ ДД МахУа1ие ,0.1 ■ МахУ^ие)\0)
Рис. 12. Листинг модели сообщения
В настоящее время большинство ИСЗ-ретрансляторов без обработки сигналов на борту в интересах максимального отбора мощности работают в нелинейном режиме [3,4]. При
этом передаточная характеристика ретранслятора с нелинейной амплитудной характеристикой в наиболее общем (универсальном) виде может быть представлена соотношением [10]:
\ х > 0
г(х) =
-а (-х у ,х < 0,
(3)
что обеспечивает описание степени «жесткости» передаточной характеристики от случая идеального порогового ограничителя (при ц = 0) до линейной характеристики (при ц = 1). Максимальное энергетическое подавление ФКМ-сигнала сильным информационным сигналом линии СпС при q = ис/и^ = 10 может
составлять величину до 6 дБ [6] для идеального ограничителя и односигнального режима работы ретранслятора (например, при многостанционном доступе с временным разделением).
Однако прохождение смеси ФКМ-сигнала и сигнала линии СпС через нелинейный ретранслятор, помимо перераспределения его мощности, будет сопровождаться интерференционными эффектами [10], отказ от учета которых будет приводить к завышенным оценкам помехоустойчивости диагностирующих сигналов. На рис. 16 для типовых значений а = 1, /и = 0.3 в выражении (3) при передаче О = 12 /Тх одного символа сообщения представлены фазо-частотные спектры передаваемого ФКМ-сигнала (х-метки) и ретранслированной смеси у(г) (без меток). Для наглядности спектральные составляющие передаваемого ФКМ-сигнала несколько смещены по оси частот.
Рис. 16. Фазо-частотный спектр ретранслированной смеси
Анализируя приведенные графики, можно заметить, что при таком соотношении частот более половины спектральных составляющих у (г) находятся в противофазе опорному ФКМ-
сигналу, что при их оптимальной обработке на приемной стороне приведет к разрушению отклика коррелятора и искажению передаваемой информации.
Используя методы теории оптимального приема сигналов, была реализована модель приема передаваемой информации по алгорит-
му оптимального различения двоичных сигналов. На рис. 17 представлена зависимость уровня отклика коррелятора от разностной частоты О на ретранслированную смесь, состоящую из ФКМ-сигнала и интермодуляционных составляющих, повторяющих и неповторяю-щих его форму (верхняя кривая). Для сравнения на рис. 17 показано значение отклика коррелятора при строго линейной передаточной характеристике ИСЗ-ретранслятора (верхняя пунктирная линия 2Е), значение отклика коррелятора в отсутствии в смеси ФКМ-сигнала (нижняя кривая), а также уровень шумов (пунктирная линия 2п).
Рис. 17. Зависимость отклика коррелятора от разностной частоты
Анализируя представленные зависимости, можно сделать вывод о том, что после совместной ретрансляции тестового ФКМ-сигнала и сигнала линии СпС при определенных соотношениях их частот будет иметь место интерференция интермодуляционных составляющих и ретранслированного ФКМ-сигнала и, как следствие, разрушение отклика коррелятора на приемной стороне средств радиоконтроля. Это обуславливает необходимость перестройки рабочей частоты тестового сигнала в пределах полосы частот ретранслятора при проведении радиоконтроля линий СпС и оценки возможности передачи диагностирующих сигналов по загруженным трактам ретрансляции.
Выводы
Практическое применение разработанной компьютерной модели передачи диагностирующих сигналов через загруженный ретранслятор с нелинейной передаточной характеристикой имеет несколько направлений. В качестве первого из них можно выделить использование результатов моделирования при проведении лабораторных работ, практических занятий и семинаров по радиотехническим дисциплинам в качестве дополнительного материала, наглядно иллюстрирующего принципы формирования М-последовательности и ФКМ-сигнала. При
этом для иллюстрации изменения осциллограмм и спектров данных сигналов в процессе передачи сообщения в представленной модели предусмотрена возможность анимации этих графиков и демонстрации сформированных роликов, показывающих динамику этих изменений.
Вторым направлением практического применения разработанной модели является возможность обосновать рациональные требования к энергетическим параметрам диагностирующих сигналов и избежать при этом снижения пропускной способности контролируемой линии СпС при проведении радиоконтроля. Учитывая тот факт, что интермодуляционные составляющие, повторяющие форму сигнала, при корреляционной обработке сворачиваются практически без ослабления, рассматриваемый эффект будет приводить практически к полному подавлению диагностирующего сигнала независимо от величины его базы. Однако проявление данного эффекта будет иметь место лишь в том случае, когда несущая частота интермодуляционной помехи с точностью до полосы пропускания фильтра-интегратора будет совпадать с несущей частотой ФКМ-сигнала. Следовательно, эффект подавления диагностирующего сигнала будет проявляться по-разному в зависимости от соотношения частот диагностирующего и информационного сигналов и в определенной степени будет определяться правильным выбором частотно-временных параметров диагностирующих сигналов.
В качестве третьего из возможных направлений практического применения рассматриваемой модели может служить ее использование как одного из основных элементов при разработке подобных моделей ретранслятора с нели-
нейной передаточной характеристикой, работающего, в том числе, и в многосигнальном режиме. Предположительно, с увеличением числа информационных сигналов в полосе частот ствола ретранслятора (например, при переходе на многостанционный доступ с частотным разделением каналов) уровень интерферирующих интермодуляционных составляющих может падать и, следовательно, будет уменьшаться значение коэффициента интермодуляционной активности. Однако с его уменьшением будет снижаться и отношение сигнал/шум на входе приемных устройств средств радиоконтроля вследствие энергетического подавления слабого диагностирующего сигнала сильным информационным. Поэтому влияние интермодуляционных помех и в этом случае может оказаться существенным.
Литература
1. Кантор Л.Я. Справочник по спутниковой связи и вещанию. М.: Радио и связь, 1983. 287 с.
2. Бородич С.В. ЭМС наземных и космических радиослужб. М.: Радио и связь, 1990. 272 с.
3. Калашников Н.И. Системы связи через ИСЗ. М.: Связь, 1989. 211 с.
4. Фортушенко А.Д. Основы технического проектирования систем связи через ИСЗ. М.: Связь, 1990. 261 с.
5. Спилкер Дж. Цифровая спутниковая связь. М.: Связь, 1979. 197 с.
6. Тузов Г.И. Помехозащищенность радиосистем со сложными сигналами. М.: Радио и связь, 1985. 264 с.
7. Очков В.Ф. MathCad 14 для студентов и инженеров. СПб.: БХВ-Петербург, 2009. 512с.
8. Гурский Д.А. Вычисления в MathCad. СПб.: Питер, 2006. 544с.
9. Петров Ю.М. Обеспечение достоверности и надежности компьютерных расчетов. СПб.: БХВ-Петербург, 2010. 160с.
10. Грибов Э.Б. Нелинейные явления в приемопередающем тракте аппаратуры связи. М.: Связь, 1971. 246 с.
Поступила 08.04.2020; принята к публикации 16.06.2020 Информация об авторах
Буров Роман Иванович - канд. техн. наук, доцент кафедры радиотехники, Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (394064, Россия, г. Воронеж, ул. Старых Большевиков, 54а), тел.: +7 908 130 67 09, е-mail: bri555@mail.ru
Илларионов Борис Владимирович - д-р техн. наук, профессор, профессор кафедры радиотехники, Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (394064, Россия, г. Воронеж, ул. Старых Большевиков, 54а), тел.: +7 910 344 49 69, е-mail: sashfish@bk.ru Малиев Дмитрий Сергеевич - канд. техн. наук, преподаватель кафедры радиотехники, Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (394064, Россия, г. Воронеж, ул. Старых Большевиков, 54а), тел.: +7 914 205 89 91, е-mail: lskusau@rambler.ru
MODELING THE TRANSFER OF DIAGNOSTIC SIGNALS THROUGH A LOADED TRANSMITTER WITH A NONLINEAR TRANSMISSION CHARACTERISTIC
R.I. Burov, B.V. Illarionov, D.S. Maliev
Military Scientific Educational Center of Military-Air Forces "N.E. Zhukovsky and Ju.A. Gagarin
Military-Air Academy", Voronezh, Russia
Abstract: when designing satellite communication lines and calculating their coverage areas, any, even the most unfavorable, combinations of signal propagation conditions should be taken into account, which, when using a repeater, significantly reduces the calculated signal level compared to what is actually provided. In order to ensure electromagnetic compatibility under these conditions, monitoring the compliance of the declared characteristics with the real level of power flux density created by a relay satellite at the earth's surface is the most priority task. The aim of the work in the interests of conducting radio monitoring of satellite communication lines by the active diagnostic method is computer simulation of the transmission of diagnostic (test) phase-code-manipulated signals through a single-signal satellite-relay repeater with a non-linear transfer characteristic that operates in a single-signal mode. The novelty of the presented model is that the diagnostic signal was simulated in relation to the use of phase-code-manipulated signals based on a pseudo-random sequence of maximum length (M-sequence) with the possibility of choosing the degree and type of the generating polynomial. It is shown that after the joint relaying of the test phase-code-manipulated signal and the signal of the satellite communication line at certain ratios of their frequencies, interference of the intermodulation components and the relayed PCM signal will occur, leading to almost complete suppression of the diagnostic signal regardless of its base value. The developed model makes it possible to justify rational requirements for the energy parameters of the diagnostic signals, taking into account the non-linear transfer characteristics of the repeater and to avoid reducing the throughput of the monitored satellite communication line during radio monitoring by active diagnostics
Key words: satellite retransmitter, radio control, satellite communication, diagnosing signals, retransmission path
References
1. Kantor L.Ya. "Handbook of satellite communications and broadcasting" ("Spravochnik po sputnikovoy svyazi i veshchani-yu"), Moscow, Radio i svyaz', 1983, 287 p.
2. Borodich S.V. "EMS of land and space radio services" ("EMS nazemnykh i kosmicheskikh radiosluzhb"), Moscow, Svyaz', 1990, 272 p.
3. Kalashnikov N.I. "Communication system through an artificial satellite" ("Sistemy svyazi cherez ISZ"), Moscow, Svyaz', 1989, 211 p.
4. Fortushenko A.D. "Bases of technical designing of communication systems through an artificial satellite" ("Osnovy tekhnicheskogo proyektirovaniya sistem svyazi cherez ISZ"), Moscow, Svyaz', 1990, 261 p.
5. Spilker D.A. "Digital satellite communication" ("Tsifrovaya sputnikovaya svyaz'"), Moscow, Svyaz', 1979, 197 p.
6. Tuzov G.I. "Noise immunity of radio systems with complex signals" ("Pomekhozashchishchennost' radiosistem so slozhnymi signalami"), Moscow, Radio i Svyaz', 1985, 264 p.
7. Ochkov V.F. "MathCad 14 for students and engineers" ("MathCad 14 dlya studentov i inzhenerov"), St. Petersburg, BHV-Peterburg, 2009, 512 p.
8. Gurskiy D.A. "Calculation in MathCad" ("Vychisleniya v MathCad"), St. Petersburg, Piter, 2006, 544 p.
9. Petrov Yu.M. "Maintenance of reliability of computer calculations" ("Obespechenie dostovernosti i nadezhnosti komp'yuternykh raschetov"), St. Petersburg, BHV-Peterburg, 2010, 160 p.
10. Gribov E.B. "Nonlinear phenomena in the transceiver path of communication equipment" ("Nelineynye yavleniya v pri-yemo-peredayushchem trakte apparatury svyazi"), Moscow, Svyaz', 1971, 246 p.
Submitted 08.04.2020; revised 16.06.2020
Information about the authors
Roman I. Burov, Cand. Sc. (Technical), Associate Professor, Military scientific educational center of Military-Air forces "N.E. Zhukovsky and Ju.A. Gagarin Military-Air academy" (54 "A" Starikh Bolshevikov str., Voronezh 394064, Russia), tel. +79081306709, e-mail: bri555@mail.ru
Boris V. Illarionov, Dr. Sc. (Technical), Professor, Military scientific educational center of Military-Air forces "N.E. Zhukovsky and Ju.A. Gagarin Military-Air academy" (54 "A" Starikh Bolshevikov str., Voronezh 394064, Russia), tel. +79103444969, e-mail: sashfish@bk.ru
Dmitriy S. Maliev, Cand. Sc. (Technical), Assistant Professor, Military scientific educational center of Military-Air forces "N.E. Zhukovsky and Ju.A. Gagarin Military-Air academy" (54 "A" Starikh Bolshevikov str., Voronezh 394064, Russia), tel. +79142058991, e-mail: lskusau@rambler.ru
