CC BY
109
Секция прикладной электродинамики
УДК 621.396.677.83
А.О. Касьянов
МЕТОДИКА ОПРЕДЕЛЕНИЯ УГЛОВ «ОСЛЕПЛЕНИЯ» МИКРОПОЛОСКОВОЙ ФАЗИРОВАННОЙ АНТЕННОЙ РЕШЕТКИ
Проявление эффекта «ослепления» при широкоугольном сканировании приводит к вынужденному сужению сектора углов работы фазированных антенных решеток (ФАР). Поэтому для проектирования ФАР необходимы методики, позволяющие с высокой точностью предсказывать появление углов «ослепления» для конкретных конструкций ФАР.
Целью работы является демонстрация возможности применения математической модели отражательной решетки к анализу эффекта «ослепления» в микро-. , -ческая модель соответствующей электродинамической структуры применительно к .
Математическая модель. В настоящей работе для определения углов “ослепления” ФАР проходного типа использована опубликованная автором* ранее [1] математическая модель отражательной антенной решетки (ОАР) достаточно уни-.
падающей волны двоякопериодической плоской структурой из микрополосковых излучателей (МПИ) произвольной конфигурации. В результате строгого решения задачи вычисляется распределение поверхностных плотностей электрических токов на МПИ, а также магнитных токов на свободной от микрополосковых элементов поверхности решетки.
Решение основано на методе интегральных уравнений и теории периодических структур и более подробно рассмотрено в [1]. Численное решение системы получено методом Г алеркина. При разложении искомого магнитного тока использованы двумерные функции подобластей, кусочно-линейные по одной и кусочнопостоянные по другой координате. Выбранный базис позволил получить представления для поверхностных плотностей магнитных токов, удовлетворяющие условию на ребре.
Применение модели печатной ОАР к анализу микрополосковых ФАР. С
целью упрощения и обеспечения возможности последующего тестирования рас, , прямоугольной сетки. С направления (i ,ф i) на решетку падает плоская линейно-поляризованная волна. Каждый вибратор имеет длину Ь, ширину W, зазор между плечами А и расположен на расстояниях по оси X и ё2 по оси у от со-
*
В соавторстве с Обуховцом В А.
седних вибраторов. Пусть вибраторы ориентированы вдоль оси X. Наведенное напряжение в зазоре вибратора с номером (, М) определяется выражением
УММ = Ка ■ еХР(-Ах^ ■ 4 - Ам • . (1)
где ¥аа = Ех А ; Ех - компонента напряженности электрического поля, наводимого в зазоре вибратора падающей плоской волны; кх и ку - множители фазиро-
.
Рассматриваемый режим возбуждения элементов отражательной решетки плоской волной эквивалентен сосредоточенному возбуждению излучателей про, -
нием Ут .
пт
Для определения Уаа необходимо, пользуясь математической моделью отражательной антенной решетки [1], найти распределение векторной поверхностной плотности магнитного тока в зазоре разомкнутого вибратора 3м(X,у). Такой подход к определению ¥аа позволяет рассмотреть случай «свободного» возбуждения микрополосковой ФАР, когда при сканировании меняется напряжение в зазо-. , , , в отличие от «вынужденного» возбуждения, когда в процессе сканирования напряжение в зазорах вибраторов остается неизменным.
Для определения углов «ослепления» ФАР необходимо вычислить зависимость входного импеданса излучателя решетки 2т (в3,ф 3) от угла сканирова-.
2 *(в, Я, ) в эквивалентной схеме ФАР (схеме Тевенина) [2]. Определить параметры сосредоточенных элементов схемы Тевенина можно, решив задачу дифракции плоской волны на отражательной антенной решетке печатных элементов дважды. Сначала, как сказано выше, решается задача дифракции для случая, когда в
( ). -
ределенное в результате решения этой задачи напряжение холостого хода Уос (или соответствующий ему магнитный ток 3м(X,у)) приравнивается к напряжению возбуждения антенного элемента ¥аа. Затем зазор «метадлизируется», и решается задача дифракции для решетки с видоизмененными таким образом печатными элементами. В результате решения этой задачи вычисляется распределение поверхностной плотности электрического тока 3е(X, у) в местах, соответствующих зазорам вибраторов решетки. Присутствие конструктивных элементов решетки учитывается в ходе решения обеих задач. При решении каждой из них используется одна и та же модель и соответствующая ей одна программа. Меняется только ( ).
Знание 3 е( X, у) позволяет определить линейную плотность электрического тока, наведенного падающей плоской волной в «метадлизированном» зазоре, называемого током короткого замыкания Iс [2]. Ток короткого замыкания Iс численно равен току 1аа, протекающему через источник напряжения ¥аа, подключенный к зазору микрополоскового вибратора. Тогда входной импеданс излучате-
ля вибраторной ФАР можно определить как отношение
= Voc(вS,^)/I
В режиме «ослепления» реактивная часть входного импеданса излучателя периодической решетки обращается в бесконечность. Поэтому для отыскания углов «ослепления» удобнее пользоваться коэффициентом отражения (КО) в фидерных линиях, подключенных к вибраторам R(вs,рs) . Если предположить, что элементы ФАР согласованы с фидерными линиями, когда максимум излучения совпадает с направлением нормали к плоскости решетки (в8 = р% = 0), то
Р(в Р ) ^п (в,Р я) (2)
^в*,р^ = 7 в р ч , 7 , (2)
2 ш(вз,Рз) + 2Ъ
где 2Ъ = (0, а). Как видно из (2), если происходит «ослепление» ФАР, то
\^ввъ,Рвъ)\ = 1. Здесь ввЬ и рвЬ - углы «ослепления».
Исследуем свойства некоторых вибраторных микрополосковых решеток с применением вышеописанной методики. При этом будем опираться на результаты расчета ^в,РЛ И для таких решеток.
. -тельную антенную решетку, исследованную в [2]. Решетка составлена из печатных вибраторов с Ь = 0,8125 см и W = 0,0625 см, расположенных в узлах сетки с квадратной ячейкой: й = 1 см . На рис. 1 приведены частотные зависимости импеданса Тевенина = Rth + Ха элемента отражательной решетки, полученные в [2] (графики 1 и 2) и рассчитанные с использованием описанного выше
подхода (графики 3 и 4). Как видно из сравнения графиков, всюду, за исключением области параллельного резонанса печатного вибратора, тестовые и расчетные дан. ,
[2] , - « » -.
В следующем примере исследуется ФАР из полосковых вибраторов, имеющих размеры Ь = 0,39Л, W = 0,02Л и расположенных на диэлектрической подложке толщиной й = 0,19 Л и относительной диэлектрической проницаемостью £ г = 2,5. Вибраторы размещены в узлах сетки с прямоугольной ячейкой, имеющей размеры: X й2 = 0,5155Лх 0,5000Л. На рис. 2 показаны зависимости
модуля (график 1) и фазы (график 2) R(0 ж, 0) от угла сканирования 0 8 в Е-плоскости (рз = 0) для этой решетки. Как видно из графика, «ослепление» решетки происходит при 0 8 = 48° в Е - плоскости. При этом модуль КО становится равным единице, а его фаза скачком изменяется на П. При 0 8 = 69° зависимость
^0)! , « -
вая» (п = —1, т = 0) гармоника Флоке.
к0м
1,5
0,7
0
-0,7
-1,5
1ч 1 1 1
/ /2~~ 1
/ \
/ 1 V!
—4 — 1 1 >
* / / 1 1 1 /!
/ 1,3 24 \ 1 1
/ 1 1 I
^(Ж),
ОД 0,3 0,5 0,7 0,9 д/к
Рис.1
Рис.2
Это видно из рис. 3, где показаны зависимости от угла 0 ^ (р ; = 0) модулей и фаз диагональных элементов £п и Я22 поляризационной матрицы рассеяния
Я, аналогичной ОАР. На рис. 3 обозначено: график 1 - модуль £п ; график 2 -фаза £п ; график 3 - модуль Я22; график 4 - фаза Я22. Поляризационный базис
(, 12) ныбран так, что его орт соответствует параллельной поляризации, а орт /2 - перпендикулярной. Обозначим 0 -10 - угол сканирования, при котором появляется «минус первая» пространственная гармоника. Если 0 8 >0 -10 = 69°, то ФАР переходит от режима однолучевого к режиму двухлучевого сканирования.
а^рр),
,
[2]
вибраторов, для которой W = = 0,002 Л.
Изложенная методика анализа микрополосковых ФАР проходного типа, основанная на двукратном решении задачи дифракции плоской волны на отража-
тельных антенных решетках, позволяет предсказывать появление углов «ослепления» ФАР. Применение при этом строгой математической модели отражательной , -
, ,
« » .
ЛИТЕРАТУРА
1. Касьянов АХ)., Обуховец В.А. Управление токами в микрополосковой антенной решетке с нагруженными элементами // Радиотехника. 1995. №12. С.32-36.
2. Epp L., Chan C.H., Mittra R. Periodic Structures with Time-Varying Loads //IEEE Trans. on Antennas and Propag. 1992. V.40. N3. P.251-256.
УДК 621.372.54
CX. Гарматюк, B.A. Лабынцев ЗАЩИТА ПРИЕМНИКОВ ОТ СИГНАЛОВ МОЩНЫХ РАДИОСТАНЦИЙ
С началом работы мощных радиопередатчиков вблизи них резко ухудшаются условия приема из-за перегрузки входных цепей приемников и антенных усилителей мощными сигналами передатчиков. Наиболее простой и эффективный способ защиты входных цепей - установка на входе приемников режекторных фильтров. Были разработаны однозвенные режекторные фильтры на короткозамкнутых и разомкнутых отрезках коаксиальных линий. Такие фильтры имеют добротность около 150 и обеспечивают на частоте режекции затухание около 30 дБ. Испытания показали их высокую эффективность. Для подавления гармоник передатчика, совпадающих с частотами телевизионных каналов, были разработаны фильтры нижних частот и двухзвенный режекторный фильтр на отрезках коаксиальных линий. Пятиэлементный LC-фильтр нижних частот с индуктивностями в виде отрезков высокоомной регулярной линии обеспечивает подавление более чем на 30 дБ всех излучений передатчика в полосе от 2-й до 6-й (включительно) гармоник. Более простой в реализации режекторный фильтр может обеспечить подавление не 50 , .
Для уменьшения напряженности поля вблизи передатчика необходимо использовать передающую антенну с узкой диаграммой направленности в вертикаль, . быть и плохие контакты в антенно-фидерном устройстве.
,
режекторных фильтров на входе приемников и на выходе передатчика - достаточные условия для нормального приема даже в непосредственной близости от пере.
