4. Kuzmin E. V. Comparative analysis of phase-lock control system algorithms for spread-spectrum signal receiver // J. of Siberian federal university. Engineering & technologies. 2011. Vol. 4, № 1. С. 35-39.
5. Варакин Л. Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. М.: Радио и связь, 1985. 384 с.
6. Бондаренко В. Н. Кузьмин Е. В. Цифровой фазовый дискриминатор шумоподобного сигнала с минимальной частотной манипуляцией // Современные проблемы радиоэлектроники: сб. науч. тр. / ИПЦ КГТУ. Красноярск, 2005. С. 83-86.
E. V. Kuzmin
Siberian federal university
Noise-immunity of quasioptimal spread spectrum MSK-signal receiver analysis
Analytical expressions for losses in noise-immunity of quasioptimal spread spectrum MSK-signal receiver are given. Results of comparative analysis of noise-immunity in case of different types of quadrature components approximation are presented.
Spread spectrum MSK-signal, quasioptimal procedure of correlation processing, losses in noise-immunity
Статья поступила в редакцию 14 июля 2011 г.
УДК 621.396
И. В. Скоторенко
Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники
I Метод уменьшения уровня побочных спектральных составляющих в синтезаторах частот с ФАПЧ, имеющих дробный делитель частоты
Предложен метод уменьшения уровня побочных спектральных составляющих в синтезаторах частот с фазовой автоподстройкой частоты, имеющих дробный делитель частоты. Приведена структурная схема синтезатора с уменьшенным уровнем побочных спектральных составляющих, описан алгоритм его работы.
Фазовая автоподстройка частоты, синтезатор частот с ФАПЧ и дробным делителем частоты, электронный двухпозиционный переключатель, частотно-фазовый детектор, побочные спектральные составляющие
Синтезатор частот (СЧ) является ключевым элементом практически любой системы связи, измерения и контроля [1]-[6]. Косвенный синтез частоты с фазовой автоподстройкой (ФАПЧ) позволяет получить требуемые характеристики выходного колебания с использованием одного высокостабильного опорного кварцевого генератора.
На рис. 1 изображена блок-схема СЧ с ФАПЧ. Здесь ГОЧ - генератор опорной частоты; : R и : N - делители частоты с модулями R и N соответственно; ЧФД - частотно-фазовый детектор; ФНЧ - фильтр нижних частот; ГУН - генератор, управляемый напряжением.
При использовании СЧ с дробным делителем частоты с переменным коэффициентом деления (ДДЧПКД) шаг сетки синтезируемых частот всегда меньше частоты сравнения.
Это удобно, а зачастую и необходимо, в случае мелкого шага сетки при высокой выходной частоте, т. е. при больших значениях коэффициента деления ДДЧПКД.
Рис. 1
-60
-90
1
2.9395 2.94 /, ГГц
- JJ
© Скоторенко И. В., 20р2 с- 2
S дБм Один из недостатков СЧ с ФАПЧ, 0______кЦт:-—_ имеющего ДДЧПКД, - помехи, генерируемые синтезатором, так как в нем имеется па--301— разитная связь между синтезируемым сигналом и входом ЧФД со стороны ГОЧ. Из-за того, что синтезируемые частоты не кратны частоте сигнала на входе ЧФД (т. е. не кратны частоте сравнения), в выходном сигнале появляются побочные (паразитные) спектральные составляющие (ПСС). Наихудший случай наблюдается тогда, когда разница между синтезируемыми частотами и ближайшей частотой, кратной частоте сравнения, настолько мала, что фильтр нижних частот не обеспечивает требуемого подавления ПСС. На рис. 2 изображен спектр мощности синтезируемого сигнала СЧ с ФАПЧ и ДДПКД вблизи выходной частоты, кратной частоте сравнения в ЧФД, полученный экспериментально с использованием интегральной схемы HMC700LP4E фирмы "Hittite".
Наибольший уровень ПСС в синтезируемом сигнале находится вблизи частот:
П/чфд + (dlm) /чфд , d < m; m < 4, (1)
где n, d и m - целые числа; /чфд - частота сравнения, используемая в ЧФД, причем
большему значению m соответствует меньший уровень ПСС*.
На рис. 3 изображены ПСС в СЧ с ФАПЧ и ДДЧПКД, образующиеся из-за паразитной связи между синтезируемым сигналом и входом ЧФД со стороны ГОЧ.
Уровень ПСС в синтезируемом сигнале вблизи частот, определяемых выражением (1), уменьшается при выполнении условия
п/ЧФД + (dlm)/ЧФД -1А/ФНч/m ^ /вых ^ п/чфд + (dlm)/чфд +1 4/фнч/m,
Побочные спектральные составляющие 1 -го порядка
d = 0 m = 1
А
d = 0 m = 1
t—k^
п/чфд ./Гун
( n +12) /чфд
Побочные спектральные составляющие 2-го порядка
2А 2А
«А »t
( n +1) /
чфд
d = 1 m = 2
п/чфд
/гун ( n + v2) мфд
Рис. 3
( n +1) /
чфд
Шина управления
Напряжение питания „
2
ГОЧ1 1
3 1
ГОЧ2
8 ЧФД 1 9 ФНЧ 10 ГУН
5 I .1
Выход
Рис. 4
где / - коэффициент, зависящий от параметров характеристики ФНЧ и требуемого подавления ПСС (большему значению / соответствует большее подавление); Д/фнч - полоса пропускания ФНЧ; /вых - синтезируемая частота.
Предлагаемый метод позволяет уменьшить уровень ПСС синтезируемого сигнала.
На рис. 4 приведена структурная схема СЧ с уменьшенным уровнем ПСС, на которой обозначены: 1, 4 - первый и второй электронные двухпозиционные переключатели соответственно; 2, 3 - первый и второй ГОЧ соответственно; 5 - интегральная схема цифрового синтезатора частот; 6 - делитель частоты с фиксированным коэффициентом деления; 7 - ДДЧПКД; 8 - ЧФД; 9 - ФНЧ; 10 - ГУН.
Частоты /1 для ГОЧ1 2 и / для ГОЧ2 3 выбираются таким образом, чтобы выполнялись следующие условия:
"1 - (Л/R - 7/А/фнч )/(12/выхтах )]/1 < /2 < (1 - 2/Л/фпч//выхт1П )/1,
где R - коэффициент деления делителя частоты с фиксированным коэффициентом деления 6; /вых и /вых - минимальная и максимальная синтезируемые частоты соответственно.
Предлагаемое устройство работает следующим образом. При включении СЧ на заданную частоту сигналы в двоичном коде поступают по управляющей шине на четыре управляющих входа: на вход ДДЧПКД 7, устанавливая в нем дробный коэффициент деления N1; на вход делителя частоты с фиксированным коэффициентом деления 6, устанавливая в нем коэффициент деления R; на вход первого электронного двухпозиционного переключателя 1, подавая питание на ГОЧ1 2; на вход второго электронного двухпозиционного переключателя 4, подавая сигнал с ГОЧ1 на делитель с фиксированным коэффициентом деления 6. Сигнал со второго выхода генератора 10 через ДДЧПКД 7 и сигнал с выхода делителя частоты 6 подаются на второй и на первый входы ЧФД 8 соответственно. Сигнал с выхода ЧФД 8 через ФНЧ 9 подается на вход ГУН 10, что через определенный промежуток времени обеспечивает вхождение в синхронизм частоты ГУН 10 с частотой ГОЧ 2 в кольце фазовой автоподстройки частоты, выполненном на основе ГУН 10. На первом выходе ГУН 10 формируется синтезируемая частота /вых = /N1/Я. В режиме работы синтезатора при выполнении условия
' ЫМС704ЬР4Е 8 ОШ й-асйопаШ РЬЬ // иКЬ: Шр: . сот/соП^пШоситеП^/data_sheet/hmc704lp4. pdf
( A/R ) ( п + d/m ) -1 Д/фнч/m < /вых < ( fi/R ) ( n + d/m ) + I/y^/m по управляющей шине поступают сигналы в двоичном коде на управляющие входы: на вход ДДЧПКД 7, устанавливая в нем дробный коэффициент деления N2, соответствующий частотам / и /вых; на вход делителя частоты 6, устанавливая в нем коэффициент
деления R; на вход первого переключателя 1, подавая питание на ГОЧ2 3; на вход второго переключателя 4, подавая сигнал с ГОЧ2 на делитель с фиксированным коэффициентом деления 6. Через определенный промежуток времени обеспечивается вхождение в синхронизм в кольце фазовой автоподстройки частоты, выполненном на основе ГУН 10. На первом выходе генератора 10 формируется частота /вых = /N2/R. При этом частотные
участки п/чфд + (d/m) /чфд ± 14/Фнч/т, в которых имеется высокий уровень побочных
спектральных составляющих, исключаются.
Цифровая часть синтезатора частот (ДДЧПКД 7, делитель частоты с фиксированным коэффициентом деления 6 и ЧФД 8) может быть выполнена на одной из микросхем цифрового синтезатора частот с импульсно-фазовой автоподстройкой частоты, например на изготавливаемой фирмой "Hittite" микросхеме HMC 700/701/702/704. Первый переключатель 1 может быть выполнен на микросхеме IRF7317 фирмы "National Rectifier", а второй переключатель 4 - на микросхеме HMC349 фирмы "Hittite".
Основное достоинство предложенного метода состоит в том, что с помощью введенных новых узлов, объединенных новыми связями с остальными узлами схемы, возможно уменьшение уровня ПСС в выходном сигнале, что очень важно при использовании СЧ с дробным делителем частоты, в том числе при малых габаритах устройства и малой потребляемой мощностью. Это позволяет использовать предлагаемый синтезатор в перспективных системах.
Список литературы
1. Browne J. Frequency synthesizers tune communications systems. Microwaves&RF, 2006.
2. Kroupa V. F. Frequency synthesis: theory, design and applications. London: CH. Griffin, 1973.
3. Manassewitsch V. Frequency synthesizers theory and design. 3-d ed. New York: JohnWiley&Sons, 1987.
4. Rohde U. Microwave and wireless synthesizers: theory and design. New York: John Wiley& Sons, 1997.
5. Klapper J., Frankle J. Phased-locked and frequency feedback systems. New York: Wiley, 1972.
6. Синтезаторы частот / Б. И. Шахтарин, Г. Н. Прохладин, А. А. Иванов и др. М.: Горячая линия - Телеком, 2007. 128 с.
I. V. Skotorenko
Tomsk state university of control systems and radioelectronics Fractional-N PLL synthesizer spur reduction technique
Fractional-N PLL synthesizer spur reduction technique is offered. The synthesizer's block diagram with the reduced level of spurs is resulted and the algorithm of its operation is described.
Phase-locked loop, Fractional-N PLL synthesizer, the electronic two-position switch, frequency-phase detector, spurs
Статья поступила в редакцию 13 октября 2012 г.