CC BY
76
2007
НАУЧНЫЙ ВЕСТНИК МГТУ ГА серия Радиофизика и радиотехника
№126
УДК 629.7
КВАЗИСЛОЖНЫЕ СИГНАЛЫ, СИНТЕЗИРОВАННЫЕ МЕТОДАМИ КВАДРАТУРНОЙ АМПЛИТУДНО-ФАЗОВОЙ МОДУЛЯЦИИ
О.В. КОНДРАШОВА, Я.В. КОНДРАШОВ
Статья представлена доктором технических наук, профессором Логвиным А.И.
В статье, на основании методов квадратурной амплитудно-фазовой модуляции (КАФМ), получены характеристики квазисложных радиоимпульсов с асимметрическими спектрами (АС), при прямоугольной, косинусоидальной, треугольной огибающих. На основании методов оптимальной амплитудно-фазовой модуляции (ОАФМ) показано, что методы синтеза квазисложных радиоимпульсов АС с прямоугольными огибающими являются общими для КАФМ и ОАФМ в отличие от методов синтеза квазисложных радиоимпульсов АС с другими видами огибающих.
Введение
Для ряда радио и гидролокационных тактических задач [1, 2] применение «квазисложных» сигналов с биасимметрическими спектрами [3] становиться более эффективным по сравнению с использованием «простых» моночастотных зондирующих посылок при адекватных энергетических условиях и аппаратурных затратах, в том числе: одинаковых формах огибающих и амплитудах Л(1), длительностях т и несущих частотах юо; прицинпиально идентичных приемных трактах локационных систем.
В соответствии с требованиями, предъявляемыми к допплеровским локационным системам
[2], к параметрам спектров квазисложных сигналов, определяющих повышенную разрешающую способность по частоте ю таких сигналов, по сравнению с простыми моночастотными, относятся: степень подавления боковых лепестков спектра, определяемая как отношение величины главного максимума спектра к абсолютному наибольшему значению спектральной плотности в его подавленной боковой полосе;
безразмерная частотная, в масштабе ют/2, протяженность ската основного лепестка спектра со стороны подавленной боковой полосы;
безразмерная частотная, в масштабе ют/2, ширина спектра на уровне наибольшего значения спектральной плотности со стороны подавленной боковой полосы.
В этой связи, используя принципы квадратурной амплитудно-фазовой модуляции (КАФМ), для определения практической применимости целесообразно рассмотреть возможности синтеза таких квазисложных радиоимпульсов с различными формами огибающих, имеющих конечную длительность т и биасимметричные спектры Б(ю).
1. Методика синтеза структур радиоимпульсов с асимметричными спектрами
1.1. Радиоимпульсы, синтезированные методами квадратурной амплитуднофазовой модуляции
Для синтеза радиоимпульсов с внутриимпульсной частотной (фазовой) модуляцией можно воспользоваться методами КАФМ, разработанными для непрерывных сигналов [4], при этом
несущая частота радиоимпульса должна модулироваться по фазе напряжением, / (^), закон изменения которого связан преобразованием Г ильберта с огибающей радиоимпульса 1(1;). Рассмотрим характеристики радиоимпульсов, синтезированных методами КАФМ:
а) ЧМ радиоимпульс с прямоугольной огибающей В работе [3] исследован спектр прямоугольного радиоимпульса с КАФМ (радиоимпульса с асимметричным спектром - АС) и найден оптимальный индекс фазовой модуляции, при кото-
ром происходит наибольшее подавление лепестков одной боковой полосы спектра при отсутствии расширения главного лепестка. Однако существенное значение имеют и такие характеристики радиоимпульса, как ширина спектра, а также крутизна спада уровня спектральной плотности со стороны подавленных боковых лепестков.
Проведем анализ прямоугольного радиоимпульса с КАФМ.
Зондирующий радиоимпульс с КАФМ в общем виде можно представить как И(1;)=А(1;)ехр[]ю01±тФ(1;)], где т и Ф(1;) - индекс и функция фазовой модуляции \
При четной функции амплитудной модуляции А(1;) спектральная плотность такого радиоимпульса [5].
т/2
Б(ю)=2 | А(г)со8[(ю-ю0)1±тФ(1;)]ё1. (1.1)
о
Если Ф(1;)= А{1) [6], то прямоугольный радиоимпульс с КАФМ можно представить как [3]
= Г А с0 5[(® - ®о * ' - ( т / ж) 1п I (' - т / 2 ) /(' + т / 2 I ] п р и -т/2<1<т/2, (1.2)
1 0 при других 1
Спектр такого (1.2) радиоимпульса
т/2
8(ю)=2Ао | соъ^ю-щУ-(т/ж)1п|(7-т/2)/(7 + т/2)|]&. (1.3)
о
Для упрощения программы вычислений на ЭВМ преобразуем выражение (1.3), введя безразмерное время х=21;/т и безразмерную частоту у=(ю-ю0)т/2. В дальнейшем принимаем ю0=0. Обозначая А0т/2 = К0 - коэффициент пропорциональности, получим
1
Б(у) = К01 соб[ ху - (т /ж) 1п |(( х -1) /(х +1)|] ^.
0
Вычисленные на ЭВМ значения функции Б(у) соответствовали приращениям Ду = п-0,63л/т, где п = -30, -29, .. ..,0,.,300.
Согласно (1.1) ^ (13), огибающая А(1), закон фазовой модуляции Ф(1), а также амплитудные спектры 8(ю) прямоугольного радиоимпульса с КАФМ при индексах модуляции т = цп = 0, 5, 25, где ^-коэффициент глубины модуляции, показаны на рис. 1.
Из рис.1а, 2а следует, что при т = 5 (оптимальный индекс модуляции) имеет место подавление лепестков одной из боковых полос спектра до - 36 дБ при незначительной деформации основного лепестка спектра.
Условимся называть шириной спектра Дюспт/2, (рис. 2а) радиоимпульса АС полосу частот, занимаемую его спектральными компонентами, ограниченную со стороны крутого спада спектра частотой, на которой расположен минимально подавленный боковой лепесток, со стороны пологого спада - частотой, на которой расположен боковой лепесток, по уровню равный минимально подавленному лепестку.
Из рис. 2а видно, что ширина спектра прямоугольного радиоимпульса с КАФМ (при т = 5) ДГ = 30^1/т Гц, крутизна спада уровня спектральной плотности со стороны подавленных боковых лепестков в среднем равна ~ 27,0т дБ/гц, со стороны не подавленных боковых лепестков 1,0т дБ/гц.
Следует отметить, что для такого радиоимпульса введение внутриимпульсной ЧМ по закону Б(1;) = йО(^)/Л = тт/{ж[(т/2)2 -12]} приводит к смещению частоты главного лепестка спектра от ю0 на величину ДюЧм, пропорциональную девиации частоты.
) Знак плюс или минус перед т характеризует радиоимульсы, имеющие спектры с подавленными боковыми лепестками соответственно со стороны верхних или нижних частот от ю0.
Л(1)
0,75
0,5
0,25
0
1
-т/2 0 т/2
т/2 -т/2
0 т/2
т/2 -т/2
0 т/2
Л2(1
0,75
0,5
0,25
0
\
\
\
\
т - т/2
0 т/2
Рис. 1. Сигналы с прямоугольной, косинусоидальной, треугольной огибающими и асимметричными спектрами, синтезированными методами КАФМ
а
б
в
г
б) ЧМ радиоимпульс с косинусоидальной огибающей.
Огибающая косинусоидального радиоимпульса длительностью т [5]
соБрУ /г) при -т/2<Кт/2,
, 0 при других 1.
А(1)=
(1.4)
В соответствии с [6] функция ФО), связанная с А(1;) преобразованием Г ильберта Л(і), имеет
вид:
- 1 І т .,т т .ґт т . тг .,т т .ті кч,
Ф(0 = Л(і) = - — С1(------+ —) - С1(----—) + в1П — [ 81 (— + —) - 5/(--------------)]
к \ т т 2 т 2 т т 2 т 2 I
(1.5)
где сі, б1 - соответственно интегральные косинус и синус. Тогда, согласно (1.1), (1.4), (1.5),
спектр такого радиоимпульса
т/2
о/ \ Г / КІ \ І / \ т І КІ г ..КІ Р\ • ,Р1 Р• КІ г ,,КІ Р\ .,Р1 т
а(ю)= I (соб—)соб\(а-щ)і-<,соб—[сі(----------1—)-сі(------)] + біп—[«(----1—)-«(--------)]
•І т ' к \ т т 2 т 2 т т 2 т 2
КІ ,
т
РІ
т
РІ
т
К
2'
кі , т
рі
т
К
2'
рі
т
К
2'
І.
т
0 ' і К Вычисление 8(ю) проведены на ЭВМ. Значения функции 8(ю) на интервале частот (ю-
ю0)т/2 соответствовали приращениям частоты на величину Д(ю-ю0)т/2 = п-0,318л, где п = -18, -17, ..., 0,...., 23, 24. Значение функции Ф(1:) на интервале длительности радиоимпульса т соответствовали приращениям Дт = 0,05-п-т, где п = -9, -8, ., 0,.., 8, 9.
Огибающая А(1:), закон фазовой модуляции ФО) а также амплитудные спектры Б(ю) косинусоидального радиоимпульса с КАФМ при индексах модуляции т = 0, 1, 5 показаны на рис. 1б. Из рисунка следует, что при т=1 имеет место максимальное подавление всех лепестков спектра одной боковой полосы. При этом ширина спектра радиоимпульса и главного лепестка практически не изменяется по сравнению со спектром моночастотного радиоимпульса с косинусоидальной огибающей.
На рис.2б показан спектр радиоимпульса с косинусоидальной огибающей на интервале частот Д(ю-ю0)т/2 = -Зп ^ 8п при т=1, откуда следует, что для косинусоидального радиоимпульса с КАФМ имеет место подавление лепестков одной из боковых полос спектра до - 44 дБ, ширина спектра такого радиоимпульса ДГ=10-1/т Гц, крутизна спада уровня спектральной плотности со стороны подавленных боковых лепестков в среднем равна 16т дБ/гц, со стороны не подавленных боковых лепестков 6т дБ/Гц.
Рис. 2. Спектры квазисложных сигналов: с прямоугольной а - и косинусоидальной; б - огибающими при оптимальных индексах модуляции
в) ЧМ радиоимпульсы с треугольными огибающими
Рассмотрим деформацию амплитудного спектра треугольного радиоимпульса, имеющего основание т и высоту А=1.
Спектр радиоимпульса с огибающей [5].
(2/г)(г/2 - |у |) при |1:|<т/2
0 при других 1
А(1) =
и законом внутриимпульсной фазовой модуляции
л V ч 1 І-т/2. І + т/2 Ф(1)= Л(І) = - (—— 1п
к т/2
определяется выражением
т/2
£(а>) = 4 I ^(т-ііі)соб\(ю+щ)і + т[
* т 9 м тт
І
тгі + т/ 2
[6]
І -т/2
+----------1п
т/2
і-т/2
І
)
т2
к т/2
1п
і + т/ 2 2 - + і-т/2
І т/2 І
] г &,
(16)
где т - индекс модуляции.
На ЭВМ был произведен расчет спектров в соответствии с выражением (1.6). При расчете принято ю0 = 0; число дискретных значений подинтегральной функции п=10; отсчеты значений нормированной частоты А(ю-ю0)т/2 = 0,16к-п, где п=-15, -14,., 0, ..14, 15.
Огибающая А(1;) функция фазовой модуляции Ф(1;) и спектр Б(ю) радиоимпульса с треугольной огибающей и КАФМ при т = 1, 2, 4 приведены на рис. 1 в.
Аналогично вычислен спектр треугольного радиоимпульса с огибающей [5]
г (2 / т)(т /2 - і) при 0<Кт/2 А(1) = {0 при других 1
при фазовой модуляции несущей частоты по закону [6]
Ф2(0= Л^ (І) = (1/ к)[(і - т / 2)/(т / 2)1п І (і + т / 2)/ і| +1)].
Спектр такого сигнала
т/2
£(ю) = | (2/т)(т/2- 1)соб{(ю-ю0)Г + (т/ж) [(У-т/2)/(т/2)1п|(У-т/2)/г| +1)]}Л
0
при т = 1, 2, 4, а также А2(1) и Ф2(1) показаны на рис. 1г.
Из полученных спектрограмм, рис. 1, видно, что для всех рассмотренных радиоимпульсов при увеличении индекса модуляции происходит смещение главного лепестка спектра по оси частот пропорционально т. При этом увеличиваются уровни боковых лепестков спектра со стороны, противоположной направлению смещения основного лепестка спектра. При т>5 уровни боковых лепестков становятся сравнимыми с уровнем главного максимума спектра, а крутизна спада уровней спектральной плотности главного максимума спектра со стороны подавленных боковых лепестков (по сравнению со спектром при т=0) уменьшается.
1.2. Радиоимпульсы синтезированные методами оптимальной амплитуднофазовой модуляции
В соответствии с методами [3, 4, 8] синтеза квазисложных радиоимпульсов (оптимальным
- ОАФМ, квадратурным - КАФМ, однополосным - ОБП) закон изменения мгновенной частоты
внутри импульса может быть определен как:
- ¥ - ¥
р1А1 0) = агсг%и<4)/ ДОЪ РйАО! (У) =- | /(х)/(х - О2 Лх , Р}Ад1 (У) =- |1п /(х)/(х -1)2 Лх, (21)
ж -¥ ж -¥
где А(1;) - функция, описывающая исходную огибающую радиоимпульса;
/ (У) - гильбертово преобразование функции ОД.
Найдем БОафм(1) для радиоимпульса с прямоугольной огибающей
Ш) = { А при |х|<т/2,
() [ 0 при других 1 (2.2)
Подставим в (2.1), (2.2) и, используя [7], где |Лх /(а + Ьх)2 = 1/ Ь(а + Ьх), получим
т/2
^іаоі (і) = (1/к)1п | Лх /(х - і) = (1п Л/к) т/(і2-т2/4).
(2.З)
-т/2
При КАФМ для радиоимпульса с прямоугольной огибающей [3, 4]
0
ЕЙШ (г) = (2/ж)[1/(т + 21) + 1/(т- 2г)] = (1/ж) -т/(т2 / 4 - г2). (2.4)
Сравнивая выражения (2.3) и (2.4), видим, что законы внутриимпульсной частотной модуляции при ОАФМ и КАФМ прямоугольного радиоимпульса совпадают, отличие лишь в постоянных коэффициентах - девиации частоты.
Следует, однако, отметить, что это свойство прямоугольного радиоимпульса - исключение. Например, гауссов радиоимпульс имеет различные законы частотной модуляции при ОАФМ и КАФМ и, следовательно, различные спектры.
2. Практическая применимость различных видов квазисложных зондирующих
посылок
Анализ спектров квазисложных зондирующих посылок АС, синтезированных методами ОБП [8], показал, что можно сформировать квазисложную зондирующую посылку АС с различными заданными формами и степенями асимметрии её спектра, которые могут быть рационально согласованы с частотными характеристиками фильтров приемного тракта. Форма огибающей таких посылок определяется априорно заданным спектром, а длительность - стремится к бесконечности. При ограничении длительности посылки происходит некоторое ухудшение требуемых параметров её спектра. Кроме того, огибающие таких посылок имеют достаточно сложные формы, трудности формирования которых имеют решающее значение при рассмотрении вопроса о возможности применения такого вида квазисложных зондирующих посылок АС в локационных системах.
Квазисложные зондирующие посылки АС, синтезированные методами КАФМ и, частично, ОАФМ, в некоторой степени лишены таких недостатков. Так, форма их огибающих задается априорно, т. е. может быть выбрана приемлемой для аппаратурной реализации, а длительность ограничена в конечных пределах. Однако управление требуемыми спектральными параметрами посылки в этом случае можно осуществлять, главным образом, за счет изменения индекса модуляции и длительности посылки, а не изменением законов амплитудно-частотной модуляции
[3].
Анализ данных, полученных в настоящей статье, показывает, что из рассмотренных видов квазисложных посылок АС, синтезированных методами КАФМ, наиболее предпочтительными для локационных систем являются посылки с косинусоидальной и прямоугольной огибающими. Преимущество первой из них заключается в том, что при равных конечных нормированных длительностях посылок и одинаковом с другими видами посылок числе дискретов квантования законов фазовой модуляции при их аппаратурной реализации, для косинусоидальной квази-сложной посылки АС обеспечивается самое высокое подавление боковых лепестков спектра (~ 44дБ) относительно уровня главного лепестка. Для прямоугольной квазисложной посылки АС достигается при этом несколько меньшее подавление боковых лепестков относительно главного лепестка спектра (~36дБ), однако очевидная простота формирования прямоугольной огибающей может оказаться решающей при выборе квазисложной зондирующей посылки АС для локационной системы.
Для практической аппаратурной реализации квазисложных радиоимпульсов можно использовать, например, метод последовательной амплитудно-фазовой модуляции, суть которого, для посылок АС, полученных методами ОБП, заключается в том, что по аналитической записи исходных функций ОД, 1^(1;), £2(1;), которые имеют соответствующие спектры 8(]ю), 81(]ю), 82(]ю), определяющие форму и степень асимметрии спектра синтезированного радиоимпульса, вычисляются функции, описывающие законы изменения амплитуды А(1) и фазы Ф(1) несущего колебания. При помощи генератора импульсов специальной формы реализуются временные функции А(1) и Ф(1) методом кусочно-линейчатой аппроксимации. Два видеоимпульса, соответст-
вующие выражениям А(1:) и Ф(1), а также непрерывный синусоидальный сигнал подаются на амплитудно-фазовый (частотный) модулятор (ЧМ-АМ), рис.З.
На выходе модулятора получается квази-сложный радиоимпульс §(1) с заданным спектром, вычисленными формой огибающей и законом внутриимпульсной фазовой модуляции.
Аналогично можно реализовать квази-сложные радиоимпульсы с КАФМ.
> і аФ(Ч) > А(1)
АсовЮоІ ЧМ АМ g(t)
Рис. 3. Аппаратурная реализация ЧМ квази-сложных посылок с асимметричными спектрами
3. Квазисложные бинарные зондирующие посылки и их использование для тактических задач локационных систем
Недостатком, препятствующим использованию в допплеровских локационных системах ЧМ квазисложных зондирующих посылок АС, и в частности с прямоугольными огибающими, является то, что улучшение помехоустойчивости и разрешающей способности системы достигается при доплеровских сдвигах частоты, направленных в сторону крутого спада спектра помех от пространственно распределенных пассивных отражателей (реверберации), т. е. посылка АС эффективна только при известном направлении движения цели. При отсутствии априорных данных о направлении движения цели, необходимо по очереди излучать одиночные посылки АС с разными знаками асимметрии спектров, что приводит к удвоению времени поиска цели
[3] .
Первым и естественным решением, устраняющим этот недостаток квазисложных посылок АС, является применение при излучении сдвоенной посылки радиоимпульсов АС (в частности, с прямоугольными огибающими и КАФМ) с разными знаками асимметрии спектров, при этом несущие частоты радиоимпульсов разнесены на величину, определяемую реальной шириной спектра одного из радиоимпульсов АС [3].
Амплитудный спектр такой зондирующей посылки (назовем её квазисложной бинарной посылкой) с прямоугольной огибающей, вне зависимости от интервала времени между радиоимпульсами посылки Т = пт, где п = 0, 1, 2, ..., будет иметь вид:
£(ю)ж = I соБ(юг + 1,25ж1п| ——т/2) |Лг + I" со$,[(ю+Аю)г- 1,25ж1п| ——т/2) |]Лг,
' -Т/2 (- + т/2) _1п (- + т/2) ’
где Дю - интервал разнесения несущих частот радиоимпульсов посылки.
На рис. 4 показаны функции, описывающие огибающие А(1), и законы частотной модуляции Р1,2(1) = ёФ(1)/& различных видов бинарных квазисложных посылок, на рис. 5 спектры таких посылок. Назовем посылку со спектром (рис. 5а), квазисложной бинарной посылкой с внутренним подавлением спектральных составляющих, посылку со спектром (рис. 5б) квази-сложной бинарной посылкой с внешним подавлением.
С использованием квазисложных бинарных посылок при локации подвижных целей (удаляющихся и приближающихся), за счет эффекта Допплера, появляется возможность, например, с помощью одного (одноканальный прием), рис. 5а или двух (двухканальный прием), рис. 5б, полосовых фильтров, перекрывающих допплеровские полосы частот ±Д1д, отделить энергию эхосигнала, например, в гидролокации от энергии реверберационной помехи. При этом, за счет крутых фронтов и подавленных боковых лепестков спектров эхосигнала и реверберации в по-
б.
Рис. 5. Спектры квазисложных бинарных посылок и соответствующее им расположение фильтров приемного тракта
лосу прозрачности полосовых фильтров попадает значительная часть энергии эхо-сигнала и малая часть энергии реверберационной помехи даже при малых величинах допплеровских частот.
На рис. 5 показана композиция спектров квази-сложных бинарных посылок Б(ю) и Б'(ю) и соответствующее им расположение фильтров приемного тракта, имеющих частотные характеристики: К(ю) - одноканальный тракт, Кн(ю) и Кв(ю) -двухканальный тракт, где 1 и 1 н -центральные частоты главных максимумов спектров соответственно первого и второго радиоимпульсов квазислож-ной посылки; Бв и Бн - средние частоты соответственно нижнечастотного и верхнечастотного каналов приема.
Следует заметить, что при использовании бинарной квазисложной зондирующей посылки с внешним подавлением спектра (двухканальный прием) (при Т^О), помимо информации о направлении движения цели, появляется возможность при больших смещениях частоты Допплера улучшить качество обнаружения за счет кумулятивной процедуры обнаружения и возможности использования эффекта накопления.
б) Выделение эхосиг-налов на фоне ревербера-ционной помехи
Используя соотношения (5), а также [5] можно построить график сравнитель-
ной эффективности квазисложных и простых зондирующих посылок (рис. 6), где р (Ауд, Ауф) -сравнительная эффективность выделения эхосигналов от подвижных Ауд^0 и неподвижных Ауд=0 целей; Ауд - нормированное допплеровское смещение частоты эхосигнала; 1, 2 -соответственно для сдвоенной бинарной квазисложной посылки, КСДБП, (“пачки” из двух радиоимпульсов, длительность каждого из которых равна т) и одиночной бинарной посылки, КСБП, длительностью т; 3,4 - для простой одиночной посылки, ПП, длительностью т. При этом: 1, 2, 3 - кривые эффективности выделения эхосигналов в одном из каналов двухканального приемника с полосовыми допплеровскими фильтрами ПФ, имеющими полосу пропускания Ауф=6,35п; 4 - в одноканальном приемнике с режекторным фильтром РФ (Аур=2п) при полосе пропускания приемного тракта Ауф=2-6,35л=12,7л.
Из рис.6 видно, что наиболее эффективно выделяется эхосигнал при локации малоподвижных целей на фоне реверберационной помехи при сдвоенной ква-зисложной посылке, однако следует заметить, что при этом увеличивается энергия зондирующей посылки. Эффективности выделения эхосигналов при бинарных сдвоенной и одиночной квазисложных зондирующих посылок с увеличением допплеровского сдвига несущей частоты эхосигнала до значений Ауд~4л становятся практически равными, что можно объяснить резким увеличением энергии эхо-сигналов в полосе прозрачности полосовых фильтров при неизменной энергии реверберационной помехи, когда значение крутизны спада уровней спектральной плотности со стороны подавленной боковой полосы спектра зондирующей посылки сказывается незначительно.
20
15
10
2(Ш, дБ іЛит.ксдл-ПФ - 'і
4_.Р штага ПП-ПФ ЯП-РФ / X
/ к" %
/
о
0,5я
1,0л
1,5я
ШШ Ша
Рис. 6. Сравнительная эффективность квазисложных (одиночных, бинарных) и простых (одиночных) зондирующих посылок в приемных трактах с полосовыми и режекторными фильтрами
Более высокая эффективность выделения эхосигналов в двухканальном приемном тракте с полосовыми фильтрами по сравнению с выделением эхосигналов в одноканальном приемном тракте объясняется меньшей энергией реверберационной помехи в полосе пропускания фильтра приемника.
Как видно из рис.6 при равных энергиях зондирующих посылок и обработке эхосигналов в идентичных приемных трактах эффективность выделения эхосигналов на фоне реверберацион-ной помехи при квазисложных зондирующих посылках любого вида выше, чем при простых посылках, при любых значениях допплеровского смещения частоты и максимально достигает 15,5дБ.
Выводы
1. По критерию максимума отношения сигнал/помеха на выходе фильтра оценена эффективность выделения допплеровских эхосигналов на фоне реверберационной, а также смеси реверберационной и шумовой помех при квазисложной зондирующей посылке в приемных трактах: с полосовыми допплеровскими фильтрами, с гребенкой допплеровских фильтров.
2. Показано, что эффективность выделения эхосигналов при квазисложных зондирующих посылках улучшается с увеличением допплеровского сдвига частоты и отношения ревербера-ционной помехи к шумовой.
3. Определено наиболее рациональное расположение частотных характеристик фильтров приемного тракта на оси частот относительно спектра квазисложной зондирующей посылки.
Так узкополосные фильтры более эффективны при локации малоподвижных целей. При локации быстродвижущихся целей фильтры могут быть более широкополосными, при этом эффективность выделения эхосигналов на фоне реверберационной помехи не ухудшается.
4. Дана сравнительная оценка эффективности использования в локационных системах ква-зисложных и простых зондирующих посылок. Показано, что:
- при выделении эхосигналов на фоне реверберационной помехи в идентичных приемных трактах с полосовыми допплеровскими фильтрами эффективность квазисложных зондирующих посылок выше, чем равноэнергоемких простых при любых смещениях допплеровской частоты эхосигнала и максимально достигает величины 15,5дБ;
- при выделении эхосигналов на фоне смеси шумовой и реверберационной помех в приемном тракте с гребенкой допплеровских фильтров эффективность квазисложных зондирующих посылок, относительно простых, зависит как от соотношения шумовой и реверберационной помех, так и от ширины полосы прозрачности фильтров гребенки, однако, практически во всех случаях квазисложные посылки более (до 14дБ) эффективны.
ЛИТЕРАТУРА
1. Ольшевский В.В. Статистические свойства морской реверберации. - М.: Наука, 1963.
2. Кондратов В.И. Особеность допплеровских гидролокационных систем // Известия вузов, радиоэлектроника, том XIX, №4, Киев, 1976.
3. Гуткин Л.С. Теория оптимальных методов приема при флуктуационных помехах. - М.: Госэнергоиздат, 1961.
4. Вайнштейн Л. А., Зубаков В. Д. Выделение сигналов на фоне случайных помех. - М.: Советское радио,
1960.
5. Кондратов.! О.В. Кондратов Я.В. Эффективность допплеровских локационных систем // Научный Вестник МГТУ ГА, серия Радиофизика и радиотехника, № , 2006.
6. Кондратов Я.В. Адаптация конфигураций однополосных спектров бинарных квазисложных сигналов к ситуативным обстоятельствам применения многопозиционных радионавигацийных систем // Научный Вестник МГТУ ГА, серия Радиофизика и радиотехника, №96, 2006.
APPLICATION OF KVAZY-COMPLICATED OF SIGNALS IN DOPPLER RADAR SYSTEMS
Kondrashova O.V., Kondrashov Ja.V.
In article, on criterion of maximum signal/noise relation in output of location system receiving circuit channel filter, is given comparative estimation of effectiveness using in location system "quasi-complex" and "simple" sounding sending. Is shown, that during extracting echo-signals on background of noises from spatially distributed passive reflectors (reverbational noises) in identical receiving circuit channels with wave band Doppler filters effectiveness of quasi-complicated sounding sending higher, than equally-power-consuming simple with any displacements of Doppler frequency of echo-signal and can have maximum value up to 15,5 dB. During extracting of echo-signals on background mixture of reverbational and normal noises in receiving circuit channels with "comb" of Doppler filters effectiveness of quasi-complicated sounding sending, in relation to simple one, depends from both reverbational noises/normal noise relation, and from comb filters transparence wave band width, however, practically in all cases, the quasi-complicated sending (to 14 dB) more effective.
Сведения об авторах
Кондрашова Ольга Викторовна, окончила Национальный экономический университет (Украина) (1998), магистратуру НЭУ (1999), Объединенный институт послевузовской специализации Венского университета (2000), докторант Гарвардского университета, автор 5 научных работ, область научных интересов - эффективность систем.
Кондратов Ярослав Викторович, 1970 г.р., окончил МАИ (1993), кандидат технических наук, член-корреспондент Аэрокосмической Академии Украины, главный специалист Центра информационных технологий "Инфотех", автор более 60 научных работ, область научных интересов - радио и гидролокация, радионавигация, управление воздушным движением, сигналообразующие технологии.
