Корреляционный радиометр для антенных и интерферометрических измерений Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

РАДИОФИЗИЧЕСКИЕ ИЗМЕРЕНИЯ

УДК 621.396

КОРРЕЛЯЦИОННЫЙ РАДИОМЕТР ДЛЯ АНТЕННЫХ И ИНТЕРФЕРОМЕТРИЧЕСКИХ ИЗМЕРЕНИЙ

© 2011 г. В.А. Калинин, В.С. Беагон, А.В. Калинин

Нижегородский госуниверситет им. Н.И. Лобачевского kkalinin@list.ru

Поступила в редакцию 05.05.2011

Рассмотрен принцип работы разработанного цифрового корреляционного радиометра (коррелятора) частотного диапазона от 10 до 75 МГц и приведены его основные характеристики. Коррелятор выполнен на основе промышленных цифровых модулей регистрации и обработки широкополосных сигналов и персонального компьютера. Преобразования сигналов (перенос спектра, фильтрация, накопление) реализуется программно на базе ПЛИС модуля цифровой обработки. Коррелятор может использоваться в качестве низкочастотной части аппаратурного комплекса при измерении характеристик одиночных антенн и антенн малобазовых радиоинтерферометров, а также при других интерферомет-рических измерениях.

Ключевые слова: коррелятор, радиометр, цифровая обработка сигналов, радиоинтерферометрия, ПЛИС.

Введение

Теория устройств, предназначенных для регистрации и измерения слабых шумовых и синусоидальных сигналов в радиодиапазоне, радиометров, разработана достаточно давно (см., например, [1]). В СССР промышленно выпускались модуляционные радиометры, последняя серия ПК7-15...ПК7-21 на частотные диапазоны от 500 МГц до 17,5 ГГц. Был также разработан промышленный вариант корреляционного радиометра на диапазон 2-4 ГГц [2]. В настоящее время в связи со значительно возросшими возможностями цифровой обработки сигналов подобные приемники реализуются в цифровом виде, например [3].

В статье описывается цифровой корреляционный радиометр, созданный на базе промышленных модулей высокоскоростной обработки данных, устанавливаемых на материнскую плату персонального компьютера. Цифровая реализация устройства позволяет гибко изменять основные параметры работы коррелятора (центральную частоту сигнала, тип фильтра, ширину полосы частот, время накопления и другие). Управление работой коррелятора осуществляется разработанным специализированным программным обеспечением компьютера.

Прибор предназначен, прежде всего, для преобразования и регистрации сигналов промежуточных частот в автоматизированных комплексах для измерения характеристик СВЧ антенн по сигналам естественных и искусственных внеземных радиоисточников. При этом он обеспечивает возможность исследования как амплитудных, так и фазовых характеристик. Кроме того, коррелятор может быть использован для других задач, например, при интерфе-рометрических измерениях координат излучающих объектов.

Аппаратная часть

Коррелятор реализован на базе модуля цифровой обработки данных AMBPEX5 и субмодуля цифрового сбора данных ADM2!2x5GGMWB, выпускаемых ЗАО «ИнСис» [4]. Вместе они представляют собой единый блок, устанавливаемый на материнской плате компьютера в слот интерфейса PCI Express х8/хі6. Субмодуль содержит двухканальный АЦП с разрешением 12 бит. При работе от внутреннего тактового генератора частота оцифровки может быть задана равной 5GG либо 3GG МГц с возможностью деления на 2, 4, 8, і6. Имеется также возможность работы от внешнего тактового генератора с частотой до 5GG МГц. Входное сопротивление

АЦП - 5G Ом, шкала преобразования от -4 дБ до +2G дБ по отношению к G.5 В. Через отдельный вход, подключенный к компаратору, можно подавать на плату внешние сигналы старта или синхронизации. На модуле AMBPEX5 имеется ПЛИС Virtex 5, которая производит обработку оцифрованных данных в соответствии с загруженной в нее программой (прошивкой ПЛИС), а также управляет субмодулем и осуществляет связь с компьютером.

Алгоритмы преобразования сигналов

Для преобразования оцифрованных входных сигналов в соответствии с функциональной схемой корреляционного радиометра (рис. і) разработано специализированное программное обеспечение на языке программирования VHDL.

На вход субмодуля подаются два сигнала, обозначенные на блок-схеме как Х и Y. Оцифрованные данные поступают на программный блок квадратурного детектора, который переносит сигнал на нулевые частоты. При этом в Y-канале формируются синфазный и квадратурный (со сдвигом фазы на 9G0) выходы, а в Х-канале формирование квадратурного выхода не производится.

Алгоритм работы программного блока квадратурного детектора определяется соотношением частоты входного сигнала и частоты оцифровки. В качестве примера рассмотрим случай обработки сигналов частотой вблизи 62,5 МГц при частоте оцифровки 25G МГц (четыре отсчета на период центральной частоты). Алгоритм работы квадратурного детектора для данного случая описывается следующими формулами:

синфазный сигнал Х-канала:

Xcos (2n) = x (4n),

X COS2n+1 =-X4n+2 , П = ^Л3,4- (1)

синфазный сигнал Y-канала:

Y cos(2n) = y(4n),

Ycos(2n + 1) = -y(4n + 2) , n = G,!,2,3,4... (2)

квадратурный сигнал Y- канала:

Y sin(2n) = y(4n +1),

Ysin(2n +1) = -y (4n + 3), n = 0,і,2,3,4... (3)

где x(i) и y(i) - значения i-х отчетов в Х- и в Y-каналах после АЦП; Xcos(i), Ycos(i), Ysin(i) -значения отчетов в Х- и в Y-каналах после детекторов.

В данном случае с выхода квадратурного детектора отчеты идут на частоте, равной половине частоты оцифровки, т.е. происходит про-режение отсчетов в два раза.

Разработанное ПО содержит варианты прошивок ПЛИС, реализующие работу квадратурного детектора для сигналов вблизи 62.5 МГц и 41.7 МГц при частоте оцифровки 25G МГц, а также для 75 и 5G МГц при частоте оцифровки 3GG МГц.

После квадратурного детектирования данные поступают на программный блок цифровой фильтрации. Реализованный алгоритм фильтрации основан на свертке значений отсчетов в обоих каналах с прямоугольным весовым окном, соответствующим АЧХ типа sin x/x. Для формирования требуемой АЧХ и подавления сигналов вне полосы применяется несколько последовательных каскадов фильтрации на основе прямоугольных окон.

Алгоритм работы одной ступени фильтра задается соотношениями:

1 K

X COSfilter temp (n) = — (ZX COS(n - k)) ,

K k=1

1 k

Y COSfilter temp (n) = ^(ZY COS(n - k)) , (4)

K k=1

1 к

Y sin filter temp (n) = — (Z'Y Sin (n - k)) ,

K k=1

где XcoSjilterJemp(n), Xcosfiiterjemp(n), Ycosfilter_temp(n') —

промежуточные значения сигналов на выходе одной ступени фильтра. Параметр К - число суммируемых отсчетов, определяет ширину полосы частот фильтра. Чем больше К, тем уже полоса.

В конце каждой ступени фильтрации осуществляется выравнивание АЧХ путем сложения трех отчетов с выхода фильтра, отстоящих на половину ширины весового окна, с соответствующими весовыми коэффициентами [5]:

X CO Sfilter (n) = -1 / 16 x X CO Sfilter _ temp (n) +

+ 9/8 x X cosfater t(!nip (n + K / 2) -

- 1/ 16x X cosfilter temp (n + KX

Y COSfilter (n) = -1/16x Y cosfilter _ temp (n) +

+ 9/8 x Y cosfilter temp (n + K/2) - (5)

- 1/16 x Y cosfilter temp (n + K),

Y Sin filter (n) = -1/16x Y sin filter _ temp (n) +

+ 9/8 x Y sin fllter temp (n + K/2) -

- 1/16x Y sin fiher temp (n + K),

где Xcosfilte(n) , Xcosfilter(n), Ycosfilter(n) - значения сигналов на выходе одной ступени фильтра после выравнивания АЧХ.

Выравнивание позволяет расширить полосу пропускания фильтра, сформировать вблизи центральной частоты область с практически

постоянным коэффициентом передачи сигнала, сделать вершину фильтра более «плоской».

Отметим, что данная реализация цифрового фильтра позволяет легко менять ширину полосы пропускания, изменяя при компиляции прошивки ПЛИС количество слагаемых (параметр К) и число каскадов фильтрации.

После фильтрации сигналы поступают на программный блок задержек. Величины задержек сигнала определяются исходя из задаваемых оператором через управляющую программу начальных значений и шага по задержке в обоих каналах. Для к-го отчета корреляционной функции сигналы в каждом из каналов на выходе блока задержек имеют значения:

Х ^аиХ^ = Х ^Мег (п - х1(^)) ,

У ^аиііп) = У ^^іКег (п - Х2(^)) , (6)

У ^аиАп) = У ^Мег (П - т2(к)) , где х1(к), т2(к) - значения задержки в каналах для данного отсчета.

С выхода блока задержек сигналы поступают на программный блок счета корреляционной функции. Расчет значений корреляционной функции производится путем вычисления произведения (перемножение) пар отсчетов сигналов X- и 7-каналов и суммирования произведений (накопление). Кроме того, чтобы ослабить влияние паразитных постоянных составляющих, одновременно проводится вычисление сумм значений сигналов в обоих каналах. Таким образом результатами обработки сигналов в корреляторе являются следующие значения:

N

= Z (Xcosout(n)Y cosout(n)) ,

n=1

N

S2 = Z(Xcosout(n)Y sinout(n)) ■

(7)

^3 = £X cosout(n) , S4 = cosout(n) ,

n=1 n=1

N

S5 =Z7 sinout(n) ,

n=1

где N - количество суммируемых произведений, задаваемое управляющей программой временем накопления коррелятора.

Вычисленные значения пяти сумм (7) поступают на запись в блок памяти FIFO модуля. Оттуда они передаются управляющей программе, которая выполняет расчет значений корреляционной функции. При работе в режиме «4 отсчета на период» (в реализованных прошивках ПЛИС - для сигналов вблизи 62.5 МГц при частоте оцифровки 250 МГц и для 75 МГц при

частоте 300 МГц) реальная (Re) и мнимая (Im) части корреляционной функции вычисляются как:

Re = 1 cos =11 - — S3S4 ,

N

Im = 1 sin = S2-—S3S5 . (8)

N

Для измерений в режиме «6 отсчетов на период» (для центральной частоты 41.7 МГц при частоте оцифровки 250МГц и 50 МГц при частоте 300 МГц) выполняется дополнительное преобразование:

2

Re = Е cos, Im = —=(Е sin- 0,5Z cos). (9)

V3

Управление режимом накопления ПЛИС происходит с помощью специального программного блока счетчика-таймера. Предусмотрена возможность синхронизации работы таймера внешним сигналом (временными метками), подаваемым на соответствующий вход платы.

Управление коррелятором

Передача из управляющей программы параметров работы коррелятора, а также выдача результатов измерений в компьютер, осуществляются через 16-битные регистры записи и чтения, а также 64-разрядный блок FIFO. Обращение к регистрам и FIFO со стороны компьютера происходит с помощью команд службы REG библиотеки BARDY. Через регистры передаются все сигналы управления модулем, а так же все параметры для счета корреляционной функции. FIFO предназначено только для вывода данных (значений функции корреляции или отладочных сигналов) из платы в компьютер.

При отладочных измерениях для проверки работы платы в управляющую программу могут передаваться значения промежуточных сигналов, полученные после квадратурного детектора; после блоков задержек; после перемножения сигналов. Эти сигналы, так же как и значения корреляционной функции, передаются через FIFO платы. Одновременно в FIFO могут записываться либо промежуточные сигналы, либо значения корреляционной функции.

В реализованном ПО время накопления коррелятора может быть задано в пределах от 1 мс до 215мс ~ 32 сек с шагом 1мс. В этих же пределах может изменяться временной дискрет между отсчетами корреляционной функции. Количество значений корреляционной функции,

n=1

Рис. 1. Блок-схема обработки сигналов в корреляторе

Рис. 2. Частотная характеристика коррелятора для варианта прошивки ПЛИС «6 отсчетов на период» при тактовой частоте 300 МГц

накапливаемых модулем по одному запросу коррелятора равна половине частоты АЦП,

управляющей программы, может варьироваться 1 такт ~ 6,6 нс при частоте отсчетов АЦП

от 1 до 512. Шаг по задержке между отсчетами 300 МГц, 1 такт =8 нс при частоте отсчетов

- от 0 до 512 тактов. Тактовая частота работы АЦП 250 МГц.

Характеристики коррелятора

Как уже отмечалось, полоса пропускания фильтра и АЧХ коррелятора могут меняться при изменении прошивки ПЛИС. На рис. 2 представлена одна из реализованных АЧХ коррелятора для антенных измерений по относительно узкополосным сигналам геостационарных ИСЗ. Как видно из графика, ширина полосы пропускания данного фильтра по уровню

3 дБ составляет около ± 2.2 МГц, переходная полоса - порядка 1.5 МГц, уровень подавления сигнала вне полосы более 40 дБ.

На рис. 3 представлена зависимость амплитуды и фазы сигнала на выходе коррелятора (амплитуды и фазы корреляционной функции), от уровня сигнала в одном из каналов при постоянном значении сигнала во втором канале и фиксированных значениях задержек в обоих каналах. Такой режим соответствует измерению характеристик одной из антенн малобазового интерферометра. В этом случае на один из входов коррелятора подается сигнал с выхода испытуемой антенны, на второй вход - постоянный (опорный) сигнал с выхода второй антенны. Как видно на рисунке линейная зависимость амплитуды сохраняется при изменении входного сигнала в диапазоне не менее 70 дБ, достаточно низкий уровень нелинейных искажений амплитуды остается до ослаблений около 90 дБ. Фазовые отклонения не превышают

5 градусов в диапазоне около 80 дБ. Данный результат демонстрирует, что в режиме интерферометра коррелятор позволяет измерять диаграмму направленности антенны в динамическом диапазоне до 70-80 дБ.

На рис. 4 показаны зависимости реальной и мнимой части корреляционной функции, а также ее амплитуды и фазы от величины задержки в одном из каналов при подаче на оба входа сигнала частотой 54 МГц (отстройка 4 МГц от центральной частоты). На рис. 5 представлены аналогичные результаты для сигнала частотой 56 МГц (отстройка 6 МГц). Представленные результаты еще раз демонстрируют, что коррелятор обеспечивает возможность измерения разности фаз входных сигналов с погрешностью не более единиц градусов.

Заключение

Разработанный коррелятор обеспечивает возможность измерения в широком динамическом диапазоне комплексных значений корреляционной функции синусоидальных и шумовых сигналов на участках частотного диапазона от 10 до 75 МГц. В ближайшем будущем планируется его использование при радиогологра-фических измерениях характеристик 70-метровой зеркальной антенны по сигналам геостационарных ИСЗ, а также естественных внеземных радиоисточников.

Рис. 4. Зависимость корреляционной функции от задержки при частоте сигнала 54 МГц (прошивка ПЛИС «6 отсчетов на период», тактовая частота 300 МГц)

1.2

В 0.!

0.4

а о

о

об

п -0.4

I

-0.8

-1.2

1 | | | 1

A '' ' \l t Д,— il— +- \ 4 '

:\\1 _ ' 7K1 i' lf\ \ 1 ' 1 ■i -Vi —' — ll \ ll ' A| 1 -+ r \h' v t \ / ЇХк

t / / 1 lr \' h і \ ' ^ Vt' "i і A ' її '\i 1 і i 1 ' \ ' , ,1 t\,l <1 і 1 V ' ІТІГІІ1 1; ■‘Vji 1 1 Y 1 V / i\ 11 i\ r I » \

f A --l-._ і Г Г'ДТ { ' p / . \ t \ A— f \ ./-r

О I

-2

-4

0 10 20 30 40 50 60 70

Задержка, такты

Рис. 5. Зависимость корреляционной функции от задержки при частоте сигнала 56 МГц (прошивка ПЛИС «6 отсчетов на период», тактовая частота 300 МГц)

Работа выполнена при поддержке государственного контракта № П683 от 20 мая 2010 г. на выполнение поисковых научно-исследовательских работ по направлению «Астрономия, астрофизика и исследования космического пространства» в рамках мероприятия 1.2.1 ФЦП «Научные и научно-педагогические кадры инновационной России» на 2009—2013 годы.

Список литературы

1. Есепкина Н.А. и др. Радиотелескопы и радиометры. М., 1973. 416 с.

2. Мальцев В.П., Щеглов К.С. Корреляционные радиометры в технике антенных измерений // Антенны. 1997. № 2 (39).

3. Губин А.В., Лесовой С.В. Цифровой приемник ССРТ корреляционного типа // Тезисы докл. на Всероссийской астрон. конф. «От эпохи Галилея до наших дней». Нижний Архыз, 2010. С. 30.

4. http://insys.ru/

5. Lyons R. Understanding cascaded integrator-comb filters, 31.03.2005, http://www.embedded.com/ showArticle.jhtml?articleID=160400592

CORRELATION RADIOMETER FOR ANTENNA AND INTERFEROMETRIC MEASUREMENTS

V.A. Kalinin, V.S. Beagon, A V. Kalinin

The article describes the operation principle and main characteristics of the digital correlation radiometer (correlator) for the frequency range from 10 to 75 MHz. The correlator is built of commercial digital modules for registering and processing of broadband signals and a PC. Signal conversion (spectrum transfer, filtering, and accumulation) software is implemented on the basis of a FPGA module for digital processing. The correlator can be used as a low-frequency module of a hardware system to measure parameters of single antennas and small-base radio interferometer antennas, as well as in other interferometric measurements.

Keywords: correlator, radiometer, digital signal processing, radiointerferometry, field programmable gate array (FPGA).