CC BY
124
Вычисление фаз земной и спутниковой гармоник производится с помощью дискретного преобразования Фурье. Когда определяется фаза земной гармоники, берутся отсчёты ровно за один оборот Земли под орбитой. Спутниковая гармоника при высоте орбиты до 500 км обсчитывается за период, равный точно 16 виткам спутника. Время витка и период оборота Земли рассчитывается до полёта и, если это необходимо, уточняется в процессе работы на орбите. Расчёты показывают, что при 36 отсчетах магнитного поля за виток, погрешность не превышает 1,5 градуса. Включение и выключение передатчика не требует большей точности. Низкая
точность вычисления долготы вызвана влиянием спутниковой гармоникой. Повышение точности расчётов рассмотрено в [2].
Простой алгоритм вычислений позволяет использовать для расчётов низкочастотный восьмиразрядный микроконтроллер с низким энергопотреблением в отличие от устройств спутниковой или инерционной навигации [3].
Предлагаемый способ измерения применим на спутниках с низкими орбитами. Для высоких орбит нужно использовать другие методы измерения, например, описанные в [4].
ЛИТЕРАТУРА
1. IAGA V-MOD Geomagnetic Field Modeling: International Geomagnetic Reference Field IGRF-12. http://www.ngdc.noaa.gov/IAGA/vmod/igrf.html
2. Иванов В.В. Точность вычислений геомагнитного навигатора // Материалы Всероссийской НТК: Актуальные проблемы радиоэлектроники и телекоммуникаций. 2013, г.Самара - Самара: Изд-во СГАУ, 2013, с. 118-124.
3. Контроль и информационная надёжность резервированных инерциальных навигационных систем / Чернодаров А.В., Патрикеев А.П., Казьмин О.О., Халютина О.С.// Труды международного симпозиума Надежность и качество. 2016. Т. 2. С.85-88.
4. Исследование точности определения орбиты геостационарного спутника Земли с двух пунктов наблюдения / А.О. Асылбекова, А.Е. Ашуров, Д.С. Ергалиев// Труды международного симпозиума Надежность и качество. 2016. Т. 1. С.129-131.
ДК 629.7.058.42, 621.396.96
Боков1 А.С., Важенин1 В.Г., Гусев1 А.В., Нагашибаев2 Д.Ж., Иофин2 А.А.
1ФГАОУ ВО «Уральский федеральный университет им. первого Президента России Б.Н. Ельцина», Институт радиоэлектроники и информационных технологий - РТФ, Екатеринбург, Россия
2АО «Уральское проектно-конструкторское бюро «Деталь»», Каменск-Уральский Свердловской обл., Россия
ИМИТАТОР ОТРАЖЕННОГО СИГНАЛА С АДАПТАЦИЕЙ К ПАРАМЕТРАМ ИЗЛУЧАЕМОГО СИГНАЛА РАДИОВЫСОТОМЕРА С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
Рассмотрен вариант построения имитатора отраженных сигналов с применением методов цифровой обработки сигналов для работы с бортовыми радиовысотомерами. Предложенный имитатор позволяет проводить сквозную проверку функционирования блоков радиолокационного высотомера, включая СВЧ-тракт и алгоритмы обработки сигнала и измерения высоты до имитируемой подстилающей поверхности (на примере точечного отражателя). При экспериментальном исследовании имитатора с типовыми радиовысотомерами показано, что имитатор в режиме реального времени может преобразовать копию зондирующего сигнала в сигнал с переменными задержкой, затуханием и доплеровским сдвигом частоты с автоматической адаптацией к параметрам модуляции (к крутизне линейной частотной модуляции и амплитуде сигнала) только по самому излучаемому сигналу
Ключевые слова:
полунатурное моделирование, линейная частотная модуляция, бортовой радиовысотомер, цифровая сигнальная память, цифровая обработка сигналов
Работа выполнена при поддержке Министерства образования и науки РФ (проект №8.2538.2017/ПЧ).
Введение
Для надежной всепогодной навигации летательных аппаратов (ЛА) применяют различные бортовые радиолокационные системы (БРЛС). Например, для измерения высоты полета ЛА относительно подстилающей поверхности используют радиовысотомеры (РВ).
Для качественной предполетной проверки функционирования БРЛС и РВ, в том числе при взаимодействии с другим бортовым оборудованием, могут использоваться комплексы полунатурного моделирования (ПНМ) или имитаторы отраженного сигнала. Для современных БРЛС и РВ, характерно использование сложных видов модуляции с переменными или случайными параметрами, поэтому для корректной имитации, при сохранении когерентности формируемого сигнала, необходима адаптация работы имитаторов к параметрам излучаемого сигнала.
Основная часть
Один из вариантов построения имитаторов отраженных «эхо-сигналов» основан на выполнении непрерывного преобразования зондирующего СВЧ-сигнала с антенны передатчика БРЛС или РВ в некоторый отраженный сигнал, подаваемый на антенну приемного устройства, с учетом имитации движения ЛА по заданной траектории над имитируемой поверхностью. Подключение к БРЛС или РВ возможно с использованием пар приемо-передающих антенн (в том числе в безэховой камере), а также, для повышения точности и исключения излучений, непосредственно СВЧ-кабелями.
Для возможности быстрого и точного управления параметрами имитации необходимо использовать методы цифровой обработки сигналов (ЦОС). Тогда,
для имитации отражения от точечной цели (для БРЛС) или зеркального отражения от подстилающей поверхности (для РВ) эквивалентность формируемого СВЧ-сигнала может быть обеспечена при выполнении следующих основных преобразований:
перенос зондирующего сигнала в область НЧ (в рабочую зону Найквиста - полосу работы аналого-цифрового преобразователя АЦП) и его оцифровка (с частотой дискретизации не менее удвоенной ширины полосы частот сигнала);
переменная задержка для имитации заданной переменной дальности (высоты для РВ);
переменное ослабление для имитации затухания в соответствии с дальностью распространения и типом поверхности;
для имитации эффектов доплеровского смещения частоты реализуется возможность сдвига частоты (или фазы) формируемого сигнала;
цифро-аналоговое преобразование (ЦАП) полученного сигнала и его перенос в исходную область СВЧ.
Пункты 2-4 для точечного (зеркального) отражателя могут быть выполнены в произвольном порядке, пункт 3 может быть распределен и частично реализован с помощью аналоговых аттенюаторов до выполнения АЦП и/или после выполнения ЦАП.
Для многоточечных (распределенных по площади или объему) целей, в зависимости от сложности дальностного и/или доплеровского портрета цели, все или часть пунктов 2-4 могут быть реализованы для каждого точечного отражателя, а затем просуммированы. При этом возможны варианты экономии аппаратных ресурсов за счет временного разделения и совмещения ряда преобразований [1].
Для имитации доплеровского смещения частоты при ЦОС (пункт 4) сигнал предварительно должен
быть разделен на квадратурные составляющие (возможные методы: квадратурный гетеродин, преобразователь Гильберта и др.).
Имитация переменной задержки может быть реализована на основе «цифровой сигнальной памяти» (digital signal memory - DSM), которая может содержать набор одинаковых последовательных ячеек задержки, либо быть реализована в виде буфера FIFO-типа (First Input - First Output) в оперативной памяти устройства обработки сигнала.
Для построения имитатора формирования эхо-сигнала по такой схеме для пунктов 1-5 можно использовать отдельные микросхемы, либо выбрать комплексное решение - «систему на кристалле», например специализированную СБИС 187 9BM3(DSM) от ЗАО НТЦ «Модуль», г. Москва. С использованием этой СБИС, размещённой на инструментальном модуле МС23.01 [2] в 2000-годах разработаны ретрансляционные имитаторы отраженных сигналов для бортовых радиовысотомеров, работающих в диапазоне частот 4200-4400 МГц: ИЦ-БСУ и ИОС-РВ [3, 4]. Они позволяют имитировать переменную высоту полета ЛА путем изменения ослабления, задержки и доплеровского сдвига формируемого «отраженного» сигнала.
По результатам исследований, несмотря на невысокую эффективную разрядность двух АЦП (работающих с тактовой частотой до 600 МГц в составе СБИС 1879ВМ3), характеристики ИОС-РВ позволяют работать с различными серийными бортовыми РВ, включая РВ с импульсным и непрерывным линейно-частотно модулированным (ЛЧМ) зондирующим сигналом в диапазоне высот до 24 км и вертикальных скоростях до 1500 м/с, в том числе при имитации отражений от протяженных (многоточечных) целей [1, 3].
Поскольку линия задержки представляет собой FIFO-буфер заданной целочисленной длины, то возникает характерная дискретность имитации дальности (высоты для РВ). При блочной потоковой обработке дискретность может увеличиться в 2-4-8 раз в зависимости от шага адресных счетчиков, Для образца ИОС-РВ фактический дискрет по высоте составил АН « 2,3 м (до 2,0 м при максимальной тактовой частоте ЦОС 600 МГц).
Второй важный для тестирования радиовысотомеров параметр - минимальная имитируемая высота, составила порядка 14 м. Это значение минимальной имитируемой высоты для типовых «следящих» (с переменной длительностью периода модуляции, зависящей от высоты) и неследящих ЛЧМ РВ может быть уменьшено практически до 0 при применении метода дополнительного сдвига частоты формируемого сигнала [4].
Отсутствие функции суммирования сигналов для имитации многоточечных и протяженных целей может быть компенсировано использованием программной коммутации аппаратных сигнальных каналов (всего их 8 в каждой СБИС 1879ВМ3) [3, 5] либо одновременным применением до 4 модулей МС23.01 в составе одного ИОС-РВ.
Однако, модуль МС-23.01 и СБИС 187 9ВМ3 сняты с поставок их разработчиком [2]. Поэтому для работы с произвольными зондирующими сигналами и потенциальной возможностью имитации более сложных условий отражения (от сложных рельефных подстилающих поверхностей) для различных типов ра-диовысотомерных и радиолокационных систем, была предложена структура имитатора ИОС-РВМ с «вариативным» принципом формирования величины задержки сигнала [6]. Для реализации функций ЦОС использована система на кристалле XC7Z045 семейства Zynq-7000 AP SoC (All-Programmable System on Chip), включающая двухядерный процессор ARM CORTEX A9 1 ГГц и программируемую логическую интегральную схему (ПЛИС) семейства Kintex-7.
Испытания первых версии программного обеспечения (ПО) имитатора ИОС-РВМ показали предварительные возможности ЦОС и линии задержки на ПЛИС: дискрет линий задержки (ЛЗ) соответствует АН и 0,6 м, минимальная имитируемая высота без использования сдвига частоты - около 65 м. Значение минимальной высоты обусловлено достаточно большой собственной задержкой алгоритмов квадратурной ЦОС в ИОС-РВМ. Поэтому, для имитации малых высот до 65 м, в текущей версии ПО используется метод положительного сдвига частоты входного сигнала. Этот метод эффективен для РВ с несимметричной ЛЧМ (НЛЧМ) при известной зависимости крутизны ЛЧМ сигнала от высоты - см. рис. 1.
Рисунок 1 - Имитация эквивалентных малых высот при несимметричной ЛЧМ при переменном периоде модуляции
Для снижения минимальной имитируемой высоты и компенсации собственной задержки в любой аппаратной реализации возможно использование сдвига частоты: РВ с НЛЧМ будет регистрировать эквивалентную малую высоту, если при формировании сигнала выполнить дополнительный частотный сдвиг в сторону «сближающую» на измерительном участке графи ки .излуч ( t ) и .Гформ^). Для разных периодов модуляции: Tm1 < Tm2 на рис. 1, требуется разный дополнительный частотный сдвиг Fshl > Fsh2.
Разностная частота на выходе смесителя РВ, называемая частотой биений, является разностью частот двух сигналов: излучаемого и отраженного: f(t) = .излуч ( t) - .форм(^. При несимметричной нарастающей пиле ЛЧМ в основной части измерительного участка (исключая участки скачкообразного изменения параметров модуляции .излуч ( t), .форм ( t)), в установившемся режиме слежения должно обеспечиваться:
f(t) = Fb и Fo = const, (1)
где Fb - текущее значение разностной частоты - частоты биений в основной части измерительного интервала;
Fo - переходная частота частотного дискриминатора РВ (стабилизируемая частота биений).
Видно, что положительный сдвиг частоты Fsh для сигнала, задержанного на izd (здесь индекс zd означает «нулевую» задержку "zero delay"), приведёт к уменьшению значения частоты биений Fb и соответственно к уменьшению измеряемой высоты, вычисляемой в РВ:
Ыт
- -Tm - He ,
2W
(2)
где Нт - текущая измеренная высота РВ; Тм - текущее значение рабочего хода (периода) модуляции; № - девиация частоты излучаемых радиоволн; с -скорость распространения радиоволн; Не - высота компенсации остаточной высоты РВ (для учета
внутренних задержек и используемых кабелей для соединения РВ с антеннами).
Для адаптации к сигналу и расчета требуемого сдвига частоты ГзЬ от требуемой имитируемой высоты Н при известной переходной частоте частотного дискриминатора, можно использовать следующую аналитическую зависимость, верную для «следящих за высотой» типов РВ:
Hzd - H
Fsh =-F
(3)
Hc + H
где Hzd - высота соответствующая задержке iZd (zd ~ "zero delay"); H - имитируемая (заданная) высота РВ.
Для учёта сдвига Доплера за счёт вертикального движения ЛА выражение (3) для несимметричной нарастающей ЛЧМ требуется дополнить известным «доплеровским сдвигом частоты» равным 2Vy/X. Тогда получим:
Fsh =
Hzd - H
2Vv F__У
Hc + H 0 Я
где Уу - имитируемая скорость движения ЛА вдоль вертикали (при снижении значение скорости Уу отрицательное); X - средняя длина волны излучения
РВ.
Для корректного формирования отраженного сигнала для ЛЧМ РВ с переменными параметрами, без априорной информации о стабилизируемой частоте биений выражения (3)-(4) не подходят, т.к. значение Ро точно неизвестно.
Кроме того, описанный метод недостаточно эффективен для ЛЧМ РВ, у которых имеется вобуляция длительности периода модуляции, т.к. измеренная в РВ высота должна обрабатываться и усредняться для получаемых разных частот сигналов биений: Ро1 > Ро2 для рис. 1. При большом несоответствии частоты сигнала биений такой сигнал может не попасть в требуемый диапазон частот фильтров частотного дискриминатора, что приведет к переходу такого РВ в режим «поиска» сигнала.
Поэтому необходима синхронизация работы имитатора либо по дополнительному сигналу от РВ (с текущим значением Ро), либо путем косвенной оценки текущего значения Ро по получаемому СВЧ сигналу.
Одним из таких параметров является скорость линейного изменения частоты зондирующего сигнала :
У£ = №/Тм. (5)
Во многих современных РВ с ЛЧМ для повышения помехоустойчивости работы может варьироваться и
| Сравнение, анализ, I I установка значения |
знак, и значение скорости линейного изменения частоты даже при постоянном значении высоты.
Непосредственное измерение текущих значений № и Тм возможно, однако, даже в случае применения сигнальных процессоров, результат измерения станет известен по окончанию текущего периода модуляции.
Но оценка скорости линейного изменения частоты зондирующего сигнала возможна и по более коротким интервалам времени:
V? = /At , (6)
где А£ - измеренное изменение частоты зондирующего сигнала за интервал времени At (внутри рабочего хода модуляции).
Тогда из (4), (6), с учетом вертикальной скорости, можно получить:
Fsh
fo - средняя - мгновенная
9 2V 1 Af 2V
V (Hzd - H)--VL = (Hzd - H)--У . (7)
c П Я cAt Я
Подставляя Я = с/fo и с/f, где частота зондирующего сигнала, а f частота ЛЧМ сигнала, получим:
Fsh = - ^ (Hzd - H)- Vyf j . (8)
Ситуация корректного формирования сигнала приведена на рис. 1. Значения Fbl > Fb2, (т.к. Fol > Fo2, а Fb1 и Fol и Fb2 и Fo2), и главное, что х = const, что и нужно для корректной работы РВ в режиме слежения.
Таким образом на высотах H < Hzd для корректной работы имитатора с реализацией независимого определения параметров линейной частотной модуляции необходимо знать текущие значения скорости линейного изменения частоты Vf = Af /At, заданные значения высоты H и вертикальной скорости Vy, а также значение высоты Hzd, которая соответствует минимальной собственной задержке в имитаторе Zzd. Значение частоты f и fo для РВ известно с достаточной степенью точности: порядка ±2% для серийных ЛЧМ РВ диапазона 4300 МГц.
Вариант схемы ретрансляционного имитатора для реализации алгоритма формирования СВЧ сигнала, отраженного от точечной цели, приведен на рис. 2. Входной A(t) и выходной X(t) аналоговые сигналы проходят аттенюаторы A1-A2, смесители См1-См2 и полосовые фильтры Ф с полосой 1200 ±100 МГц. Блоки, выделенные штриховой линией, реализуются программно в ПО процессора ARM CORTEX A9.
|Преобр. i |__в дБ _¡
I
|_conj(.)
J-
Усредн.
■Power
Квадр. Ф.1)-» atan
умн.* (Q/I)
|a+jb|2
1
выбор Fshl при ~Af /At < Level,^ иначе выбор Fsh2
1200 ±100 МГц
20 ±100 МГц
Level Fshl* Fshl*
* в Fsh* также учтено постоянное смещение 1200 МГц
Н, Еэпр > i Расчет I I ослабл. !
" А1
См1
Ф
4300 ±100 МГц 4
АЦП
ADS5400
990 МГц
Fг = 3080 МГц
Квадр. демод.
FIFO ---
ОЗУ
Ft = 247,5 МГц -*-
/К1200
МГц
Fdown = const 1200 МГц
-h*
ФА1 -"
DDS2
I/
Квадр. модул.
ФА2
' Ft2 ~ 247,5 МГц
<Н-*-
DDS1 AD9914
Аа
АН \s4MFl - 0,6_м _
Г (H-Hzd)/АН \—>1Сравн|
/
/
Vy .
^«1200 МГц
DDS4
ЦАП
AD9739A
1200 ±100 МГц
Ф
Преобр.
I__в дБ _1
См2
'mi
i г
Е
и990 МГц
А2
Fz
X(t)
4300 ±100 МГц
DDS3 AD9914
# - обход FIFO для уменьшения общей задержки при H<Hzd rq - режим-вариант выбора скорости изменения задержки
\Fbase = 990 МГц
Рисунок 2 - Схема имитатора сигнала для ЛЧМ РВ с формированием ретрансляционного сигнала на малых
высотах с учетом переменной крутизны ЛЧМ сигнала
На схеме Eo - сигнал управления затуханием (определяется при автокалибровке) в аттенюаторе A1; Еэпр - переменный сигнал управления затуханием в аттенюаторе A2 (соответствует ЭПР поверхности, а также учитывает величину ослабления во всех цепях имитатора и в радиотракте, включая Eo); Aa - блок контроля работы FIFO.
Средняя и нижняя часть схемы реализуют вариативный метод изменения задержки [6], для этого
в основе схемы ЦОС присутствует двухпортовая (для одновременных операций записи и считывания) память выборок в ОЗУ, которая позволяет реализовать РХРО-буфер для задержки сигнала на разность циклических адресов с двух формирователей адресов ФА: записи азап и считывания асч. Если в блоке сравнения Аа = (азап - асч) не соответствует пБе1ау = round((H-Hzd)/AH), где АН = c/2/Ft и
ЛЗ 1 такт
а
а
зап
сч
/
F
F^ + Fsh
10
0,6 м, H - заданная высота, то блок прямого цифрового синтеза DDS3 изменяет тактовую частоту работы квадратурного модулятора и ЦАП.
На малых высотах H < Hzd, и Аа = 0, поэтому ПО имитатора должно автоматически определять текущие параметры ЛЧМ-сигнала и корректировать сдвиг частоты формируемого сигнала с помощью сигнала с DDS4 - см. далее сигнал Fsh.
Для уменьшения тактовой частоты ЦОС и для получения возможности квадратурной обработки, после АЦП применен сдвиг частоты на величину Fdown = const = 1200 МГц: реализован в квадратурном демодуляторе. Обратное повышение частоты реализовано аналогично в квадратурном модуляторе. При этом в квадратурном модуляторе реализована возможность внести дополнительный переменный сдвиг частоты с помощью квадратурного гармонического сигнала с DDS4: для имитации малых высот и для имитации доплеровского сдвига частоты: Fup = Fdown + Fsh.
Для получения положительного сдвига частоты для ЛЧМ сигнала с положительной крутизной ЛЧМ, один входной сигнал квадратурного умножителя, поступающий с ЛЗ, должен быть комплексно сопряжен. Подробности такой обработки изложены в [7]. Некоторые сигналы требуют усреднения (в том числе с повышением разрядности результата) на некотором интервале, в частности выходы квадратурного умножителя «Кв. умн.*» перед вычислением
арктангенса в блоке «atan(Q/I)» проходят фильтрацию - усреднение (по массиву 256 отсчетов в текущей версии ПО ПЛИС).
Для учета возможного, встречающегося в практике, более сложного случая недостаточно высокого отношения сигнал/шум и для РВ с переменной (одной из двух) крутизной ЛЧМ сигнала (см. рис. 1), где фактически стабилизируется либо 1-я либо 2-я частота сигнала биений, для расчета требуемого сдвига частоты можно использовать выражение (4), как и для РВ с одной известной стабилизируемой частотой биений.
Таким образом, для защиты от шума, в дополнение к усреднениям сигналов, на рис. 2 приведена пороговая обработка для оценки крутизны изменения частоты: вычисленное значение AATAN (измеренная в ПЛИС крутизна изменения частоты сигнала за время At = 1 мкс) в ПЛИС автоматически сравнивается с величиной Level (пороговое значение на компаратор) для выбора одной из двух частот сдвига при пороговой обработке. При AATAN > Level на DDS4 выдается большее значение сдвига частоты Fsh2, при AATAN < Level выдается меньшее значение сдвига частоты Fsh1.
На рис. 3 приведен пример имитации простой траектории снижения ЛА в области высот 65 м.
Рисунок 3 - Пример графика траектории при имитации снижения ЛА
Здесь не задействовано плавное изменение задержки в соответствии с вариативным методом (при включении все графики практически совпадают). Поэтому на рис. 3 зеленый график измеренной в РВ высоты «повторяет» ступеньки высоты, заданной в ИОС-РВМ.
На высотах менее 65 м дискретная ошибка задания высоты АН отсутствует, т.к. выполняется компенсация собственной задержки с использованием сдвига частоты по выражению
Пример сигнала биений и сигнала измерительного интервала РВ с учетом подстройки - адаптации ИОС-РВМ к переменной крутизне ЛЧМ сигнала РВ показан на рис. 4. Видно, что в двух соседних периодах модуляции частоты сигнала биений отличаются, имеется задержка появления сигнала биений, вызванная частично временем анализа (оценка + усреднение) и реакции ИОС-РВМ на изменение крутизны ЛЧМ зондирующего сигнала от РВ.
Рисунок 4 - Осциллограмма сигнала биений и сигнала измерительного интервала РВ
Заключение которая уточняется экспериментально и соответ-
Только при ретрансляционном методе имитации с ствует минимальной собственной задержке в ими-
уточнением параметров модуляции могут быть ав- таторе xZd.
томатически учтены изменения амплитуд, фаз и Для реализации адаптации к параметрам излу-длительностей сигналов конкретного радиопере- чаемого сигнала радиовысотомера значение кру-датчика реальной БРЛС для формирования когерент- тизны ЛЧM сигнала Af /At определяется по известного эхо-сигнала. ным методам ЦОС и схемным решениям по квадратур-
В соответствии с выражением (8) для коррект- ным составляющим сигнала [7, 8] в специальном
ной работы имитатора сигнала для РВ с ЛЧM необ- «ЦОС-детекторе» параметров модуляции, который
ходимо знать текущие значения скорости ЛЧM Vf = позволяет выполнить синхронное изменение пара-
Af /At, заданные значения высоты H и вертикаль- метров преобразования и формирования сигнала,
ной скорости Vyr а также значение высоты Hzd, имитирующего отражение от точечной или распределенной цели или поверхности.
ЛИТЕРАТУРА
1. Имитатор радиолокационной цели при зондировании преимущественно длительными сигналами. Боков A.^, Важенин В.Г., Дядьков Н^., Mухин В.В., Щербаков Д.Е., Пономарев Л.И. Патент РФ №2568899. Опубл. в Б. И., 2015. № 32. 10 с. Онлайн доступ: http://www.fips.ru/cdfi/fips.dll?ty=2 9&do-cid=2568899 (проверен 31.03.2017).
2. Инструментальный модуль MС23.01. [Электронный ресурс]. Режим доступа: https://www.mod-ule.ru/catalog/micro/instrument 23/ (проверен 07.04.2017).
3. Возможности исследования точностных характеристик бортовых радио-высотомерных систем на базе имитатора отраженных сигналов / A-С. Боков, В.Г. Важенин, Н-A. Дядьков, A.A. Иофин, В.В. Mухин // Надежность и качество сложных систем. Пенза : ПГУ, 2016. № 1 (13). С. 86-93. http://eli-brary.ru/item.asp?id=25 94 4 97 6 (проверен 31.03.2017).
4. Экспериментальное исследование полунатурного моделирования радиолокационного канала / A-С. Боков, В.Г. Важенин, Н-A. Дядьков, A.A. Иофин, В.В. Mухин // Надежность и качество сложных систем. 2015. № 3 (11). С. 91-98. Онлайн доступ: http://elibrary.ru/item.asp?id=2550354 7.
5. Имитатор ложной радиолокационной цели при зондировании сигналами с линейной частотной модуляцией. Боков A-С., Важенин В.Г., Дядьков Н-A., Mухин В.В., Щербаков Д.Е., Пономарев Л.И. Патент РФ № 2486540. Опубл. в Б. И., 2013. № 18. 13 с. Онлайн доступ: http://www.fips.ru/cdfi/fips.dll?ty=2 9&docid=2 4 8 65 4 0 (проверен 31.03.2017).
6. Имитатор сигнала радиолокатора с синтезированной апертурой. С.В. Валов, A-И. Сиротин, С.В. Щербаков. Патент РФ №2522502. Дата приоритета: 10.12.2012. http://www.fips.ru/cdfi/fips.dll?ty=2 9&docid=2522502 (проверен 07.04.2017).
7. SAVAGE, Lee, M.; HENRY, James, E.; BECKER, Jeffrey, J.; WILSON, David, Brent. Wideband low latency repeater and methods. Mеждународная публикация WO/2013/184232 A1. Дата приоритета: 08.06.2012 (US).
8. Демодуляция сигналов с угловой модуляцией. PM и FM демодуляторы. Режим доступа: http://www.dsplib.ru/content/fmdemod/fmdemod.html (проверен 07.04.2017).
УДК 629.7.058.42
Калмыков Н.Н., Мельников С.А., Седов Д.П., Васильева А.В.
AО «Уральское проектно-конструкторское бюро «Деталь»», Каменск-Уральский Свердловской обл., Россия
ИСПОЛЬЗОВАНИЕ РЕАЛЬНОГО СИГНАЛА ДЛЯ АНАЛИЗА ПОГРЕШНОСТЕЙ СКОРОСТНОГО КАНАЛА КОМБИНИРОВАННОГО РАДИОТЕХНИЧЕСКОГО ИЗМЕРИТЕЛЯ
В процессе разработки аппаратуры для проверки алгоритмов и исследования характеристик приборов часто используется математическое моделирование. Данный способ не требует дополнительных затрат, но поскольку математическая модель в большинстве случаев имеет некоторые ограничения и упрощения зачастую невозможно получить полноценный анализ работы комбинированного радиотехнического измерителя (КРИ) во всех режимах работы. В статье показана возможность создания системы записи радиолокационного сигнала в процессе лётных испытаний. Приведена функциональная схема записывающей аппаратуры, показан принцип её действия и программное обеспечение для обработки данных. Указаны основные выражения для вычисления параметров движения. Сохранённый в процессе испытаний сигнал в дальнейшем используется для отработки алгоритмов функционирования прибора. Это позволило выявить источники дополнительных погрешностей КРИ и выработать пути их устранения
Ключевые слова:
радиовысотомер, испытания, программное обеспечение
Работа выполнена при поддержке Mинистерства Целью работы является проработка методов ис-
образования и науки РФ (проект №8.2538.2017/ПЧ). пользования реального сигнала, полученного в
КРИ обеспечивает измерение геометрической вы- ходе лётных испытаний, для анализа скоростного соты (Н), вертикальной скорости (Vy), и продоль- канала КРИ.
ной и боковой составляющих вектора путевой ско- Для записи отраженного от подстилающей по-
рости полета объекта (Vx, Vz, соответственно). верхности сигнала в условиях автономных летных
В основу работы высотомерного канала КРИ по- испытаний КРИ используется специализированное ложен импульсный радиолокационный метод измере- устройство записи сигнала - блок сохранения ин-ния высоты со статистической обработкой отражен- формации (БСИ).
ных сигналов посредством микропроцессорного БСИ встраивается в КРИ, имеет объем памяти
блока обработки сигналов. порядка 8Гб, что позволяет производить запись
Канал корреляционного измерителя составляющих данных необходимых для анализа работы его ско-вектора путевой скорости встроен в канал импуль- ростного канала. Функциональная схема БСИ присного радиовысотомера. По максимуму взаимно-кор- ведена на рисунке 1.
реляционных функции (ВКФ) сигналов, принятых на В состав БСИ входят следующие блоки:
разнесённые по корпусу антенны определяется вре- - ПЛИС;
менной сдвиг, и, учитывая геометрию антенной си- - контроллер USB;
стемы, вычисляются составляющие вектора путевой - часы реального времени;
скорости [1]. - накопитель;
Какими бы совершенными не были средства раз- - скоростная буферная память.
работки, вопрос об отладке и испытаниях аппара- Накопитель представляет собой энергонезави-
туры в условиях наиболее приближенных к реальным симую память. Он предназначен для хранения дан-эксплуатационным остается актуальным. ных получаемых от КРИ. Накопитель состоит из 4
банков, каждый из которых состоит из 4 микросхем
