CC BY
134
УДК 520.8.056 (520.27)
ЦИФРОВОЙ ШИРОКОПОЛОСНЫЙ КОРРЕЛЯТОР ССРТ
А.В. Губин1, С.В. Лесовой2
Институт солнечно-земной физики СО РАН, 664033, г. Иркутск, ул. Лермонтова, 126 а.
Приведено описание цифрового корреляционного приемника Сибирского солнечного радиотелескопа (ССРТ). Изложены основные принципы измерения спектра мощности при помощи коррелятора задержек, реализованного на программируемых логических интегральных схемах (ПЛИС). Показана возможность измерения с помощью ПЛИС-спектра мощности сигналов с полосой частот шире, чем полоса частот самой ПЛИС, что достигается путем демультиплексирования входных данных и параллельной обработки полученных цифровых потоков. Рассмотрены характеристики описываемого коррелятора как анализатора спектра мощности и как составной части приемной системы ССРТ. Приведены примеры наблюдений Солнца на ССРТ с помощью корреляционного приемника.
Ил. 6. Библиогр. 7 назв.
Ключевые слова: радиотелескоп; коррелятор; спектр мощности; демультиплекирование.
DIGITAL WIDEBAND CORRELATOR OF THE SIBERIAN SOLAR RADIO TELESCOPE A. V. Gubin, S.V. Lesovoi
Institute of Solar-Terrestrial Physics SB RAS, 126a Lermontov St., Irkutsk, 664033.
The article describes a digital correlation receiver of the Siberian Solar Radio Telescope (SSRT). It provides basic principles to measure the power spectrum by means of the delay correlator, implemented on programmable logic integrated circuits (PLIC). The authors demonstrate the possibility to use PLIC-spectrum for measuring signal power with a frequency band wider than the frequency band of the PLIC itself, which is achieved by demultiplexing of the input data and the parallel processing of the obtained digital streams. The characteristics of the described correlator as a power spectrum analyzer and as a component of the SSRT receiving system are examined. Examples of the sun observations by the SSRT with the help of the correlation receiver are given. 6 figures. 7 sources.
Key words: radio telescope; correlator; power spectrum; demultiplexing.
Задача по измерению спектра мощности сигнала или взаимного спектра мощности двух сигналов является одной из основных для приемных устройств, используемых в радиоастрономии. С развитием цифровых методов обработки сигналов измерение спектра мощности корреляционным способом становится всё более привлекательным, так как при этом достигается максимальное перекрытие выборок анализируемого сигнала, а значит, и максимальная чувствительность. Наиболее подходящей для этой задачи является реализация на программируемых логических интегральных схемах, которые сочетают в себе легкую конфигурируемость - гибкость и высокую скорость обработки данных.
В общем случае кросскорреляция двух сигналов (£) и 52(£) есть функция их относительного сдвига по времени,
с (г) = 7 С/2^ О 52( * + т)<г £, где г - временной сдвиг между сигналами, а время выборки определяется числом отсчетов
для дискретных сигналов [1]. Фурье-преобразование и есть взаимный спектр мощности сигналов
и 52 ( £). Если на оба входа коррелятора подать один и тот же сигнал, то получим автокоррелятор. В этом случае Фурье-преобразование выходных данных коррелятора, согласно теореме Винера-Хинчина, дает спектр мощности или энергетический спектр входного сигнала. Измерение корреляции в ограниченном диапазоне задержек эквивалентно умножению корреляционной функции на прямоугольную функцию ширины пг, что в частотной области равносильно свертке спектра сигнала с Фурье-образом прямоугольной функции или в/лс-функцией
5т(7г/п/4/ )
где 4/ = . Поэтому спектральные данные, полученные с помощью коррелятора, должны быть проверены на влияние боковых лепестков в/лс-функции на конечный результат.
Спектральный коррелятор, или коррелятор с задержками, реализован по схеме, представленной на рис. 1. На один вход коррелятора подается сигнал через линию задержки, которая представляет собой сдвиговый регистр. Задержка в данном случае опре-
1Губин Алексей Владимирович, младший научный сотрудник, тел.: 89086473888, е-mail: [email protected] Gubin Aleksei, Junior Research Worker, tel.: 89086473888, e-mail: [email protected]
2Лесовой Сергей Владимирович, кандидат физико-математических наук, зав. лабораторией, тел.: (3952) 564507,
е-mail: [email protected]
Lesovoi Sergey, Candidate of Physico- Mathematical sciences, Head of the Laboratory, tel.: (3952) 564507,
e-mail: [email protected]
деляется тактовой частотой г =
ячеек регистра. Выход линии задержки подключен непосредственно к перемножителям, число которых определяет число каналов коррелятора п. Длина данного сдвигового регистра определяет положение, соответствующее г = 0, то есть при количестве ячеек в регистре, равном половине каналов п/2, значение, соответствующее г = 0, будет находиться в середине выходного массива данных коррелятора. Второй вход коррелятора представляет собой сдвиговый регистр с параллельным выходом, каждый выход которого соответствует определенной задержке и соединен с соответствующим перемножителем, то есть длина сдвигового регистра определяется числом перемножителей или числом каналов п. В нашем случае на оба входа подается один и тот же сигнал, то есть измеряется автокорреляция. Так как функция автокорреляции симметрична относительно г = 0, то для упрощения реализации (уменьшения объема используемой логики) можно получать автокорреляцию в диапазоне задержек от 0 до г п/2 , а недостающую половину дополнять программным способом. Как будет показано ниже, такое уменьшение объема логики позволяет повысить скорость обработки данных при реализации автокоррелятора на ПЛИС. С каждым тактом выход каждого перемножителя добавляется к соответствующему аккумулятору до тех пор, пока не будет выработан сигнал сброса, определяемый временем накопления. По этому сигналу данные фиксируются на выходе аккумулятора, затем аккумулятор обнуляется и весь цикл начинается заново.
Максимальная скорость битовых потоков в интегральных микросхемах, используемых в спектральных корреляторах, обычно составляет десятки Мбит/с, что по крайней мере на порядок меньше, чем у устройств цифровой выборки. Преобразование выхода устройства выборки из последовательной в параллельную форму, то есть демультиплексирование во временной области, позволяет получить оптимальные скорости поступления данных на коррелятор. Рассмотрим коррелятор, в котором выход каждого устройства выборки демультиплексируется на N субпотоков, а параллельная архитектура коррелятора обеспечивает обработку N субпотоков одновременно. Любые N смежных отсчетов выборки попадают в разные субпотоки, то есть в каждый субпоток попадут только ^ые отсчеты. Чтобы получить все произведения для пары входных сигналов, необходимых в корреляторе с задержками,
и количеством
требуется вычислить корреляцию каждого из субпотоков одного сигнала со всеми субпотоками другого (рис. 2). Определим кросскорреляционную дискретную функцию сигналов длиной п, как ссу = (д^.++¿^, где д и / - дискретные сигналы, Ь = п/2. В случае разбиения входных данных на N субпотоков, логично разбить и значения кросскорреляционной функции: , где . Очевидно, что для
-
можно записать
с с,
Р сср
9°+р д\+р
\
+р +р+1/ +¿/2/ где и - четные и нечетные отсчеты кросскор-реляционной функции, а д° , д1 и /0, - четные и нечетные субпотоки входных данных. Далее, если поток разбит на три части, мы можем записать:
д(+р
д<+р+1
2 0 1 9<;+р 9<;+р+1 9<;+р+1/
а\+р а}+р
&Ч3
Наконец, в случае, когда входные данные разбиты на N субпотоков:
/ сс| \ /д?+р д1+р • • • д^-р1 \ //0+ ¿/Л
ССр1 =
1 ,
9<;+р 9<;+р
д(+р+1
Я+ч*
Р +/+1 • • • +р+1/ +¿^7 При данной схеме демультиплексирования скорость поступления потоков в каждый субкоррелятор уменьшится в N раз относительно исходной скорости цифровой выборки, при этом общее количество ячеек корреляторов возрастет в раз, но длина каждого субкоррелятора уменьшится в раз по сравнению с исходным. Таким образом, количество логических элементов ПЛИС, необходимых для вычисления всех значений функций корреляции (для всех задержек), увеличивается в раз при демультиплексировании на субпотоков и соответствующем понижении необходимой скорости работы логических ячеек в раз. Данное свойство коррелятора задержек можно использовать не только для измерения спектра сигналов с полосой частот шире максимальной полосы частот ПЛИС. Появляется возможность «выходить» за пределы одного чипа, реализуя субкоррелятор для каждой пары из N потоков в отдельной ПЛИС и увеличивая тем самым число спектральных каналов в N раз.
Волноводный тракт ССРТ смонтирован по схеме двоичного дерева [2], сигналы синфазно суммируются со всех 128-ми антенн плеча Восток-Запад (ВЗ), как и плеча Север-Юг (СЮ). Суммарные сигналы от всех антенн плеча ВЗ и плеча СЮ подаются на корреляционный приемник, измеряющий автокорреляции суммы и разности сигналов ВЗ и СЮ. Аналоговая часть выполнена по схеме супергетеродинного приемника с подавлением зеркального канала полосовым волно-водным фильтром, после которого сигнал подается на СВЧ-усилитель. АЧХ СВЧ-фильтра и СВЧ-усилителя, а также положение частоты гетеродина приведены на рис. 3. На входе АЦП формируется сигнал с шириной полосы частот Д/ = 1 3 5 М Гц и центральной частотой
/ = 6 7 , 5 М Гц.
Для оцифровки сигнала используются АЦП от Analog Device AD5463 на отладочной плате ADS5463 Texas Instruments [3]. Данный АЦП имеет разрядность выходных данных 12 бит и позволяет оцифровывать сигналы на частотах до 500 МГц, среднее значение джиттера 150 фсек. Требуемое питание: +5В для аналоговой части и +3,3 для цифровой. Ввод аналогового сигнала осуществляется через коаксиальный разъем SMA-типа. Выходные данные поступают на высокоскоростной разъем QTH-30X2D-A. Уровни напряжений выходных данных соответствуют стандарту LVDS. Максимальная скорость передачи данных до 800 Мбит/с.
Рис.3. Блок-схема корреляционного приемника ССРТ
Разрядность входной шины данных составляет 9 бит и обусловлена шумовым поведением младших разрядов АЦП, которые ухудшают качество данных, понижая соотношение сигнал-шум [4]. Разрядность выхода умножителя понижена с 18 до 12 бит для дальнейшей возможности многократного накопления результата корреляции. При данной разрядности одним 18-битным DSP-блоком формируется восемь перемножителей [5]. Выходные данные аккумулятора имеют разрядность 32 бита.
Дальнейшая обработка сигналов производится на базе отладочного набора Altera® Stratix® IV GX FPGA, в котором использован чип EP4SGX230, содержащий 228 000 логических элементов и 161 18-битных DSP-блоков и являющийся одним из самых производительных из доступных ПЛИС на сегодняшний день [6]. Наличие двух LDVS совместимых разъемов HSMC (High-Speed Mezzanine Connector) делает сбор данных с АЦП наиболее удобным как по скорости, так и по помехоустойчивости, что позволяет вести обработку данных в реальном времени.
Реальная скорость работы ПЛИС зависит от объема используемой логики. При общей загруженности чипа более 67% максимальная скорость умножителя реализованного на DSP-блоке составляет порядка , то есть обрабатываемая полоса частот , что в три раза ниже требуемой. Таким образом, необходимо демультиплексирование входных данных как минимум на три потока (см. рис. 3), что позволит увеличить требуемую полосу частот до 1 3 5 М Гц. При заданном числе каналов 210 и разбиении данных на три потока получаем, что на один коррелятор требуется 630 перемножителей. В нашем случае необходимо два автокоррелятора и соответственно 1260 перемножителя, что занимает 98% DSP-блоков в используемой ПЛИС EP4SGX230. В ПЛИС имеются логические элементы общего типа, с помощью которых можно реализовать гораздо большее число перемножителей. Однако реализация умножителей на логических элементах характеризуется меньшей (примерно на 30%) скоростью работы и не позволяет обрабатывать требуемую полосу частот даже при демультиплексировании входных данных.
Корреляционный приемник работает под управлением встраиваемого процессора NIOS II фирмы Altera, реализованного в этом же чипе [7]. Собственно коррелятор был разработан с помощью пакета Quartus фирмы Altera. Для разработки программного обеспечения использовался пакет для встроенных систем NIOS II IDE. Система с процессором NIOS II - это эквивалент "компьютеру в чипе", который содержит процессор, комбинацию периферии и памяти в одной ПЛИС. При этом обеспечивается полный набор функций 32-битной архитектуры ПК, включая обработку 32 прерываний, доступ к множеству внутричиповой периферии по шине Avalon и интерфейсам с внешней памятью. Коррелятор выполнен в виде периферийного устройства, подключенного к процессору через шину Avalon. Данные, накопленные коррелятором, посредством механизма прямого доступа к памяти вводятся в память процессора. Удаленный компьютер,
управляющий процессом наблюдений на ССРТ, имеет доступ к режимам работы коррелятора и к его данным посредством сетевого протокола TCP/IP.
Каждый автокоррелятор содержит 210 каналов и измеряет половину значений функции автокорреляции, соответствующую положительным г. Значения, соответствующие отрицательным формируются программно, путем зеркального отображения, затем данные дополняются до 512 точек для выполнения быстрого преобразования Фурье. При частоте оцифровки входных данных расстояние между каналами по частоте в результирующем спектре должно составлять , что подтверждается измерениями, проводимыми в СВЧ диапазоне, когда тестовый СВЧ сигнал подается непосредственно на антенную решетку ССРТ. Измерения остальных характеристик канала проводились в диапазоне промежуточных частот (ПЧ). Получено, что перекрытие частотных каналов имеет место на уровне 0,75, уровень боковых лепестков составляет около 20% (рис. 4).
Frequency, MHz
Рис. 4. Характеристики 2-ух соседних частотных каналов анализатора спектра (сплошная - 214, пунктир - 215 канал). Каналы перекрываются на уровне 0,75, уровень боковых лепестков составляет примерно 20%
¡Ш power,chl58(82MHz), 159 jnjxll
1 Q
чйА Л 1
1Û3 I ÎA 1 :
io?
1й1
-20.0000 -12.72 СЮ Power. dBm -5.45ÛÛÛ i.Bi j
Рис. 5. Динамическая характеристика 2-ух соседних каналов анализатора спектра. Линейный участок составляет 15 дБ. Ограничение сверху обусловлено реализацией цифровой обработки
На рис. 5 представлена динамическая характеристика одного из частотных каналов автокоррелятора. Мощность тестового сигнала генератора на частоте 82 М Гц увеличивалась от - 2 0 до 0 дБ м. Измеренный
на ПЧ динамический диапазон данного приемного устройства составляет порядка 1 5 дБ и ограничивается в данном случае реализацией алгоритма цифровых вычислений.
В цифровом корреляционном приемнике сохранен проектный метод ССРТ получения двумерных изображений: использование синфазно-противофазной модуляции. Для реализации этого метода одновременно измеряется автокорреляция суммы и разности плечей ВЗ и СЮ; соответствующие спектры мощности, полученные программно, записываются в выходной файл в том же формате, что используется для хранения данных ССРТ (таблица). Это позволяет использовать существующее программное обеспечение ССРТ для обработки данных цифрового корреляционного приемника. Одной из главных причин разработки цифрового корреляционного приемника для ССРТ, наряду с высокой стабильностью цифровых устройств, является отсутствие у такого приемника паразитной амплитудной модуляции, связанной с реализацией синфазно-противофазной модуляции. Традиционные фазовые модуляторы, используемые на ССРТ, пред-
ставляют собой волноводные устройства. Точность изготовления таких устройств недостаточна для того, чтобы полностью скомпенсировать амплитудные искажения сигналов при изменении их фазы. При условии, что полезный сигнал от диска спокойного Солнца составляет лишь около 1% от полных сигналов на выходе волноводного тракта ССРТ, уровень паразитной амплитудной модуляции сравним с откликом от диска Солнца. Цифровой корреляционный приемник свободен от паразитной амплитудной модуляции, так как изменение фазы происходит после оцифровки сигналов. Пример изображения Солнца, полученного на ССРТ (длина волны 5,2 см), показан на рис. 6. Хорошо
видно, что аппаратная функция автокоррелятора не влияет на полученное изображение. В противном случае наблюдались бы вертикальные полосы вблизи ярких источников. С другой стороны, боковые лепестки диаграммы направленности ССРТ отчетливо видны на полученном изображении. Это показывает применимость описываемого автокоррелятора для использования в приемной системе ССРТ.
Основные характеристики анализатора _спектра мощности_
Эффективное число каналов 210
fmax, МГц 5643
fmax, МГц 5779
Д f, МГц 136
f - f - i , МГц 0,53
Динамич. диапазон, Дб 15
Временное разрешение, с 0,5
Предложенная методика демультиплексирования входных данных позволяет существенно увеличить полосу частот обрабатываемого сигнала и легко выходить за пределы одного чипа, наращивая тем самым число спектральных каналов.
Разработанный цифровой корреляционный приемник предназначен для ССРТ, однако может использоваться в любых задачах для измерения спектра мощности в реальном времени в полосе частот до с максимальным числом частотных каналов 420. Данные параметры могут варьироваться в зависимости от предъявляемых требований изменением прошивки модуля коррелятора.
Библиографический список
1. Томпсон А.Р., Моран Д.М., Свенсон Д.У. Интерферометрия и синтез в радиоастрономии / пер. с англ.; под ред. Л.И. Матвеенко. 2-ое изд. М.: ФИЗМАТЛИТ, 2003. 258 с.
2. V.V. Grechnev, S.V. Lesovoi [et al.]. The Siberian Solar Radio Telescope: the current state of the instrument, observations and data // Sol. physics. 2003. Vol. 216. № 1-2. Р. 239-272.
3. ADS5463 Texas Instruments. URL: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ads5463.pdf
4. Thompson A.R. Quantization Efficiency for Eight or More
Sampling Levels. MMA Memo.220, National Radio Astronomy Observatory, Socorro. NM, 1998.
5. DSP Blocks in Stratix IV Devices. URL: www.altera.com/literature/hb/stratix-iv/stx4-siv51004.pdf
6. Stratix IV GX FPGA Development Board. Reference Manual. URL:
ww.altera.com/literature/manual/rm_sivgx_fpga_dev_board.pdf Nios II Software Developer's Handbook. URL:
7. http://www.altera.com/literature/hb/nios2/n2sw_nii52010.pdf
