Эквиваленты незаземленной индуктивности на конверторах импеданса Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

УДК 621.372.54

О.Н.Негоденко, М.Ю.Генте Эквиваленты незаземленной индуктивности на конверторах

импеданса

Эквиваленты незаземленной, или “плавающей”, индуктивности необходимы для построения активных фильтров нижних частот и линий задержки. Известные [1, 2] эквиваленты незаземлениых индуктивностей строятся на двух-четырех операционных усилителях, что ведет к снижению их рабочих частот, повышению потребляемой мощности и увеличению плошали полупроводниковой интегральной микросхемы.

Эквиваленты незаземленной индуктивности, не обладающие выше перечисленными недостатками, моїут быть построены на транзисторных конверторах импеданса [3, 4]. Для этих целей удобно использовать конверторы импеданса, питаемые от источников тока [3!. В этом случае нет необходимости в конденсаторах, шунтирующих источники напряжения по переменному сигналу. Некоторые конверторы импеданса, питаемые обычно от источников напряжения, сохраняют свою работоспособность и при питании от источников тока, хотя при этом изменяются иногда формулы для расчета эквивалентной индуктивности.

Режим питания конверторов импеданса от источников тока практически можно реализовать с помошыо генераторов стабильного тока (ГСТ) и источников напряжения. Два варианта такого питания показаны на рис.і. В первом случае нсиоль-

Рис.1

з-каки токовые отражатели на биполярных транзисторах, а во втором— ГСТ на полев),:* транзисторах, управляемых р-п-переходом. Можно использовать и МОП-

грапзнсторы с обеднением (со встроенным каналом}- На рис,1 сами конверторы импеданса обозначены квадратами с клеммами 1--2 для питания но постоянному ! о к. у и клеммами а—б, между которыми обнаруживается эквивалентная индуктивность.

Рассмотрены конверторы импеданса как на биполярных транзисторах,так и па полевых (рис.2 и 3). Эквивалентная индуктивность между клеммами а—б представляется в последовательном соединении с активным отрицательным сопротивлением. Наличие последнего позволяет регулировать добротность эквивалентной индук-гиы гости путем подключения к клеммам а или б резистора переменного сопро-

тинления. Для всех схем конверторов эквивалентная индуктивность Хэ = К^ВгС±, отрицательное сопротивление Д, = - К2Я, где и К2— коэффициенты конверсии. Для схемы рис.2,а при коэффициенте передачи транзисторов по переменному току

сх—>1

Х1 = К2=1, Я=Ку,

УТ)

К4

АЗ

о~

а

К1

К2

1

1

± V]

КЗ С1

V J

115

-О

б

УТ2

б

Рис.2

для схемы рис.2,б при том же условии:

= 0.25, К2 = 0.5, Я = (при

Д =% ^2= Л))!

для схем рис.3,а и 3,6:

2

я = я1 (при д = Д); К1 = \\ к2 =

здесь ц— коэффициент усиления полевого транзистора но напряжению. Предполагается, что во всех схемах используются транзисторы с одинаковыми свойствами; 2ц/ЯС1 « 1; ц » 1.

Схема рис.2,а была реализована на транзисторах КТ315 (п-р-п) и КТ361 (р-п-р) при питании по схеме, показанной на рис. 1 ,а. Если Д = Я2 =Я4 =Д, =10 кОм; Л3=20к0м; Яг=91кОм; £=15 В; СрЮООпФ, то экспериментальное значение £д= 250 мГн, а расчетное—400 мГн, потребляемая мощность Р=4,5 мВт.

Схема рис.2,6 была построена на транзисторах КТ315 при питании по варианту, показанному на рис.],а. При Д =Я3 =1.3 кОм: Д=Д = 750 Ом; Ят= 1.2кОм; С) - 2>')0пФ экспериментальное значение 1.э = 72 мкГн, расчетное— 84 мкГп.

Схема рис.3,а была реализована па транзисторах КП303В и КГ1103М при питании по варианту, показанному на рис.1,а. Если Д =Д =1 кОм; Ят= 1.2 кОм; Е= 12 В; С, = 6800 пФ, то экспериментальное значение 2.э=9.9бГн, при =44 нФ—

Рис.З

£э = 36 Ги, при С1 =100 нФ — I, =45 Гп. Рассчитать £ не лредсташшлось возможным, т.к. пс били известны значения коэффициента д для обоих транзисторов.

Схема рис.3,6 была реализована на двух транзисторах КП303В при варианте питания, показанном на рис.1,а. При = #2 = 2 кОм; 0^=1000 пФ; £=12 В; 2^=1.2 кОм экспсримен гальпое значение £.=334 мГн.

При использовании МОП-трапзисторов типа КП313 и варианта питания, показанного па рис.1,6, = &, = 100 Ом (рис.1,6); = 3 кОм (рис.3,6);

С) = 1000 пФ; Е- 25 В, экспериментальное значение £ = 1734 Гн.

Как следует из формулы для эквивалентной индуктивности, ее температурный коэффициент

«ь= ак+ 2ад+аС|.

Для биполярных транзисторов ик зависит от температурного коэффициента а и он не высок. Для полевых—ак~ 2а , а поскольку а(, высокое, то не следует рассчитывать на высокую температурную стабильность эквивалентной индуктивности у конверторов, реализованных на полевых транзисторах. В то же время у конверторов, построенных па биполярных транзисторах, можно получить а і порядка I(Гл— Ю”4 У к при осуществлении термокомпепсанпн выбором подходящего коэффициента аг.

' ’ п

При построении фильтров нижних частот или линий задержки на описанных эквивалентах незаземленпоп индуктивпосш следует учитывать тот факт, что постоянный потенциал клемм "а” н “б” различен. Поэтому допустимо соединение только

:ж в: і п оте і іш іал ь! гых клемм, к«к показано на рис,4. Здесь приведен фильтр нижних

••’петог (а) и его эквивалентная схема (б). Использовано два эквивалента индуктивности, хотя возможно включение большего их количества. Ток через каждую схему одинаков и регулируется сопротивлением резистора А’-/- (при постоянном напряжении питания £).

Экспериментальная амплитудно-частотная характеристика фильтра нижних частот при использовании одного эквивалента индуктивности приведена на рис.5. Эквивалент индуктивности построен по схеме рис.1,а и рис.2,а; К, = К-, - = 10 к Ом; Е~ 15 В; С1 = 10(10 пФ (рис.2,а), емкость на землю

С, = 6Й00 нФ (рис.4), величии;! сопротпвлепг /•:■, изменялась в пределах от 10 до

Ub

мВ

200

100

і 113=10 кОм

_ - - V ч Ubx = 230 мВ

I .3=20 кС )м У " / ! ', / , N * • N

Ю= 5 кОм 4S V \ >4.

20 кОм;

сопротивление компенсационного резистора Як1 равно !ОкОм. Как видно, а м пли туд по - ч а стот ную характеристику можно передвигать по шкале частот резистором Ry

Таким образом, показана принципиальная возможность реализации эквивалента нсза-землеппой индуктивности на копие р горах импедапса.

Эквивалент индуктивности может

быть реализован по типовым технологиям изготоачения биполярных, МДП и КМ Д П-м и кросхем.

ЛИТЕРАТУРА

1. Khan I.A., Ahmed М.Т., Parveen T. Novel wide-range electrically tunable idea! g'-'junded inductance. IEEE Proceedings, v.l35,№3, 1988, p. 104-106.

2. Dent J. Negative resistance in AF-fflters. Electronics and wireless world, №T-12, 1989, p. 1203—1210.

3. Нсгодеико O.H., Липко С.И., Мирошниченко С.П. Каскадные аналоги негатронов. Полупроводниковая электроника в технике связи. М.:Радио и связь. Вып. 26, 1986. С.29-33.

4. Нсгодеико О.Н, Липко С.И., Прокопенко В.Г., Мирошниченко С.П. Транзисторные эквиваленты пндуктивпости//Известия вузов. Радиоэлектроника, №5, 1990.

С. 86-88.

4

Рис.5

8 1’. кГц

УДК 621.372.54

А.И.Калякин, В.С.Григорьев, С.В.Гришин

Перестраиваемое высокочастотное АИС-звено второго порядка на интеграторах с преобразователями напряжение-ток

Схема звена фильтра в'юрого порядка на интеграторах (модель Кервипа-Хыол-емаиа-Ныокомба и ее модификации) наиболее пригодна для построения перестраиваемых полиномиальных каскадных и многопетлевых фильтров. В таких фильтрах перестройка по частоте (масштабная перестройка) чаше всего осушестшіяется электронным способом путем изменения постоянных времени интеграторов. В качестве элементов перестройки используются аналоговые перемиожители или умножающие ЦАП, включаемые последовательно с интеграторами, коммутируемые резисторы или конденсаторы (последние целесообразно использовать в интегральных фильтрах, изготовленных по МОТТ-технолоши), а также полевые транзисторы в режиме управляемого сопротивления [1].

Обычно схемы перестраиваемых интеграторных фильтров реализуются па операционных усилителях (ОУ). Ограниченные частотные свойства промышленных ОУ

59