CC BY
42
Ub
мВ
200
100
і 113=10 кОм
_ - - V ч Ubx = 230 мВ
I .3=20 кС )м / ! ', / , N * • N
Ю= 5 кОм 4S V \ >4.
20 кОм;
сопротивление компенсационного резистора Rki равно 10 кОм. Как видно, а м п л и 'гуд но - ч а стот ную характеристику можно передвигать по шкале частот резистором Ry
Таким образом, показана принципиальная возможность реализации эквивалента иеза-¡емлепной индуктивности на коп-вер горах импедппса.
Эквивалент индуктивности может
быть реализован по типовым технологиям изготовления биполярных, МДП и
КМ Д П-м и кросхем.
ЛИТЕРАТУРА
1. Khan I.A., Ahmed М.Т., Parveen T. Novel wide-range electrically tunable idea! ¿■'landed inductance. IEEE Proceedings, v.135,№3, 1988, p. 104-106.
2. Dent J. Negative resistance in AF-filters. Electronics and wireless world, №T-12, 1989, p. 1203—1210.
3. Нсгодеико O.H., Липко С.И., Мирошниченко С.П. Каскадные аналоги негатронов. Полупроводниковая электроника в технике связи. М.:Радио и связь- Вып. 26, 1986. С.29-33.
4. Нсгодеико О.Н, Липко С.И., Прокопенко В.Г., Мирошниченко С.П. Транзисторные эквиваленты пндуктивпости//Известия вузов. Радиоэлектроника, №5, 1990.
С. 86-88.
4
Рис.5
8 1’. кГц
УДК 621.372.54
А.И.Калякин, В.С.Григорьев, С.13.Гришин
Перестраиваемое высокочастотное АИС-звено второго порядка на интеграторах с преобразователями напряжение-ток
Схема звена фильтра в'юрого порядка на интеграторах (модель Ксрвшга-Хыол-емапа-Ныокомба и ее модификации) наиболее пригодна для построения перестраиваемых полиномиальных каскадных и многопетлевых фильтров. В таких фильтрах перестройка по частоте (масштабная перестройка) чаше всего осушестшіяется электронным способом путем изменения постоянных времени интеграторов. В качестве элементов перестройки используются аналоговые перемножители или умножающие ЦАП, включаемые последовательно с интеграторами, коммутируемые резисторы или конденсаторы (последние целесообразно использовать в интегральных фильтрах, изготовленных по МОП-тсхиологии), а также полевые транзисторы в режиме управляемого сопротивления [1].
Обычно схемы перестраиваемых интеграториых фильтров реализуются па операционных усилителях (ОУ). Ограниченные частотные свойства промышленных ОУ
59
препятствуют построению высокочастотных (до единиц МГц) фильтров. В определенной степени удается расширить частотный диапазон таких фильтров до 100—200 кГц, включая в их его схему компенсирующие блоки или вводя дополнительные корректирующие связи [2]. Эффективным способом расширения верхней границы частотного диапазона является применение в схеме фильтра активных элементов более высокочастотных, чем ОУ. Известно [3], что таким элементом является симметричный дифференциальный каскад (ДК), который, помимо основного своего назначения-- усиление дифференциального сигнала, может выполнять функцию управляемого преобразователя напряжение-ток (ПНТ). Подключив к выходу ПНТ конденсатор, получим интегратор, постоянная времени которого изменяется в зависимости от величины /0 источника тока ДК. Такие интеграторы могут быть использованы в схемах высокочастотных перестраиваемых фильтров.
В литературе, в основном зарубежной, рассмотрены активные фильтры на основе ИНТ, выполненные по МОП-технологии. Как правило, из-за большой начальной н температурной погрешностей, в состав таких фильтров входит система автопод-стройкн частоты и добротности. Достоинством ПНТ па МОП-транзисторах является достаточно большой диапазон входного напряжения ДК. Из возможных недостатков следует отметить малую величину крутизны преобразования ПНТ и соответственно малое усиление ДК, а также большое напряжение смешения по сравнению со схемой ДК па биполярных транзисторах.
Схемы фильтров на основе управляемых ГІНТ с биполярными транзисторами рассмотрены в меньшей степени, видимо из-за того, что входное напряжение ДК, обеспечивающее линейное преобразование напряжения в ток, ограничено величиной не более <рг (фу— температурный потенциал, (рг=2б мВ). В связи с этим целесообразно исследовать способы расширения диапазона входных сигналов ДК, а следовательно, и диапазона выходных сигналов фильтра на основе ПНТ.
Структурная схема звена фильтра на ПНТ с биполярными транзисторами показана па рис.1.
КЗ Интеграторы выполнены
на инвертирующих ПНТ1 и ПНТ2, нагруженных конденсаторами С1 и С2. Схема такого звена, как известно, позволяет получить три типа передаточных функций: по выходу 3—передаточную функцию ФВЧ-типа, по выходу 4— ПФ-типа и по выходу 5— ФНЧ-типа. В дальнейшем рассматривается реализация передаточной функции полосового типа, параметры которой определяются следующими выражениями:
* частота полюса
ФНЧ
ППФ
Рис. 1
л[
К±/П2
Т[Т2
затухание полюса
/г2#з '
ііА,
• коэффициент передачи на частоте полюса
К„
Кп
1+Ж + ^ А'
.-1
(1)
Из анализа выражений (1)— (3) следует, что параметры а>р, (1р и К0 могут устанавливаться и регулироваться независимо. Постоянные времени т1 и т2 определяются емкостями конденсаторов С1 и С2 и крутизной преобразования
^ ^Т2
преобразователей ПНТ1 и ПНТ2, причем = сі/яп, т2 = С2/.УП.
В известных реализациях ПНТ на основе ДК с биполярными транзисторами крутизна характеристики преобразования
Шк а1о (, ., 2 и<
Бт с!ивх 4фг
1-Ш- „
2 Фг
(4)
и переменная составляющая выходного тока ПНТ
= Зтивх (5)
являются линейными функциями от величины 1а источника тока ДК и существенно нелинейными функциями от входного д и ф ф е р с 11 ц иал ь но го сигнала ивх= ивх\-^вх1. Только при ивх не более фг функции (4) и (5) можно считать приблизительно линейными. Малый линейный диапазон входных сигналов ДК ограничивает выходное напряжение фильтра. Зависимость крутизны 5Т от 11вх приводит к изменению постоянных времени Б-п и 572 и в конечном счете, согласно (1), к изменению частоты полюса 1Лр.
Для расширения диапазона входных сигналов ДК на биполярных транзисторах применяются следующие два наиболее известных способа:
1) включение в цепи эмиттеров транзисторов ДК линеаризующих сопротивлений Яэ;
2) предварительное логарифмирование сигнала, подаваемого на вход ДК.
Первый способ обеспечивает расширение верхней границы диапазона входных
сигналов в (1+25^^ раз, однако во столько же раз уменьшается крутизна преобразования
^=тт§и (6)
70 пэ
ос/,
то “
С* О
где о-
4ф т
Более важным обстоятельством, особенно для перестраиваемых фильтров, является нелинейность крутизны преобразования от тока управления 1у=10 :
= т
что в свою очередь приводит к нелинейности закона перестройки.
Способ предварительного логарифмирования сигнала, подаваемого на вход ДК, эффективно используется для расширения динамического диапазона линейного перемножения входных сигналов аналоговых перемножителей. Для фильтров на ПНТ, где дифференциальный каскад используется как двухквадрантный перем-ножитель, применение этого способа заметно усложняет схему фильтра. Кроме того, включение в состав ПНТ логарифмического преобразователя не способствует расширению верхней границы частотного диапазона ПНТ [3], и поэтому этот способ неприемлем для высокочастотных фильтров.
Рассмотрим менее распространенный способ расширения диапазона входных сигналов дифференциального каскада за счет включения в цепь эмиттеров каждого транзистора нескольких дополнительных диодов (или транзисторов в диодном включении), параметры р-п-переходов которых идентичны или близки параметрам эмиттерно-базовых переходов. Схема ДК с дополнительными диодами приведена на рис.2.
VT5
'S
-t VT6
VT1
UBX,
VT 2 . Xi
І
-4t-
’VDI-VD12
X 7 V
Ж 1
jhx2
1 ¡o“iy
УТзЧ-
VT7
П
oTS
I
п
RI
R2
У
R3
Для входных напряжений Uexi и Uex2 схемы ДК справедливы следующие соотношения:
^вхі ~ иб:>\ + ПЦ) пп + Ці , (8)
и,
вх2 '
и5Л + nUd.np + иэ > ибЛ + п ид.пр + иэ '
пр
(9) ■ пря-
VT8
N
VT!U
VT4
Бых
—о
R4
RS; R6 е:
где я—число диодов, ид мое напряжение диода.
Возможное отличие прямых напряжений [/5э и и^ПрЩ1я заданного тока источника (Т0) учтем с помощью коэффициента
( I, Л
!п
^д.пр \
1уГ !
к-
21,
'СО і / = const
In
md j
/ ЇУ
(10)
Рис.2
где. lm6— тепловая составляющая обратного тока диода, тепловая составляющая обратного эмиттерпого тока.
Известно, что 1пш > 1!П), поэтому ид !ц> > ибэ и к< 1.
Из соотношений (8) и (9) с учетом (10) паходн.\( входное напряжение ДК с ; [о полш ¡тел ы 1ы.\ш диода ми
= ^«.vi ~ “V«:’ = - + ^ ^
Принимая по внимание выражение (11) и проводя обычный анализ ДК, находим крутизну характеристики преобразования
cd.
S-, = -‘ 4ф,(!
пк)
1 - th
2ф-Д1 + пк)
(12)
При Uex~ Uux ,щ=. {U„xi - C^v,)—>0 крутизна имеет максимальное значение
¿7» = , ------- . (13)
4«у(1 пк)
Анализ выражений (11)--(13) позволяет сделать следующие выводы:
« крутизна преобразования St дифференциального каскада с дополнительными диодами уменьшается в (1 + пк) раз по сравнению со схемой ДК без диодов;
♦ существенно важным, особенно для перестраиваемых фильтров, является то, что зависимость крутизны от тока !0 остается линейной, в то время как в схеме ДК с дополнительными резисторами эта зависимость нелинейная;
« при одной и той же величине относительного отклонения крутизны Sr от Src в схеме ДК с дополнительными диодами входное дифференциальное напряжение ивх увеличивается в (1+пк) раз по сравнению со схемой ДК без диодов;
• при одной и гой же величине входного дифференциального сигнала UBX
огносительное изменение крутизны в схеме ДК с дополнительными диодами в {Unk) раз меньше, что в схеме ДК без диодов.
Таким образом показано, что включение в цепь эмиттеров транзисторов ДК дополнительных диодов позволяет увеличить максимальную амплитуду входного сигнала П НТ.
Подставляя выражения для постоянных времени z,=ci/sn и т2=с: /.Чп в формулы (1) и (2), после преобразований с учетом (12) при ue=UHX sin со/ и Cj=C2=C находим
'lacmxy іюлюса
СА^і(1 + пк) -.э
1 - л-‘/4
(14)
и затухание полюса
^з4ікі____________Лз____
ЯлЪга-г , ^5
Щ Я2
(15)
где 1о1, 102~ нсличппы источников тока дифференциального каскада первого и второго ПНТ, причем 1о1 = /У1; 102=1у1,1у\, 1\2~~ токи управления ПНТ1 и ПНТ2; сх^ а7— коэффициенты передачи по току в схеме с ОБ транзисторов ДК первого и второго ПНТ,
Полученные выражения для частоты и затухания полюса подтверждают возможность перестройки по частоте путем изменения токов управления 1у/у,. На практике целесообразно, чтобы эти токи были равны, так как при этом возможно управление от одного источника.
Относительное отклонение частоты сор в зависимости от изменения амплитуды •ход:¡ого сигнала ДК определяется выражением
ш амплитуде ивх= 200 мВ, п = 6 и к- 1 отклонение 5(0^= 8,1%.
Формулы (14) и (15) получены в предположении, что интеграторы выполнены
личная частота крутизны по уровню -3 дБ, Я„=<*>, Яп— активное сопротивление л жи ПНТ). Интеграторы на основе реальных ПНТ описываются передаточной
. ..пкиией ¡гида
Неидеалыгасть ПНТ, обусловленная конечными величинами сопротивлений Я-и А’,,, пршюдпт к зависимости добротности 0р от амплитуды входного сигнала ДК. Для случая идентичных ПНТ относительное изменение добротности от и находим по формуле
Относительное отклонение добротности полюса 5^ из-за конечности площади усиления П ОУ масштабного усилителя, а также граничных частот соя и 0)^ крутизны преобразования ПНТ1 и ПНТ2 определяется выражением
2фу(1+«/с)'
основе идеальных ПНТ Л,—выходное сопротивление ПНТ; со=«>, со,—
со.,—“граничная "частота коэффициента усиления по току транзистора в схеме с О ■■
/-5— объемное сопротивление базы,
С—емкос ть конденсатора интегратора, В =--------.
1-а
bQpCn,U)s) =
которое по стуктуре полностью совпадает с аналогичным выражением для звена фильтра на ОУ.
Однако так как частота со у» 2п/1 (/. — частота единичного усиления ОУ), то в схеме звена фильтра с интеграторами ¡га ПНТ о'шюнснис добротности Ь£>р меньше, нем в схеме фильтра с интеграторами на ОУ.
Относительное изменение частоты полюса 5(о/;, обусловленное не идеал ьиостыо чае готпых свойств активных элементе!1,, в схеме фильтра с интеграторами на ПНТ гакже значительно меньше
Для более полной реализации лучших частотных свойств схемы фильтра на ПНТ О У масштабного усилителя целесообразно выполнить на основе ПНТ но однокас-кнл.ной структуре с выходным повторителем напряжения, обеспечивающим низкое выходное сопротивление ОУ и согласование уровней напряжения. Площадь усиле-Л’71)
j:.<и (С,.~С./ С,М11 „.,) такого ОУ больше площади усиления интегрального ОУ,
выполненного но двухкаскалпой структуре с коррсктируюшим конденсатором во чгором. каскаде. При этом необходимо отметить, что передаточная функция ОУ па ПНТ пе является однополюсной, и поэтому па практике возможно самовозбуждение схемы фильтра на высоких частотах, которое легко устраняется подключением параллельно резистору R3 (рис.1) корректирующего конденсатора С,.
В исследуемой схеме фильтра на ПИТ так же, как и в базовой схеме звена па ОV для уменьшении отклонен!:;! 5ш„ (П,й>у) можно использовать известные способы даеенвнои и активной компенсации ¡41.
Экспсримсшал)>по исследован макет звена (фильтра второго порядка с добротностью полюса Q~\0. Для реализации дифференпишнягаго каскада использованы транзисторные сборки 'типа КР159ИТ15 и КТСЗШЗА, а в качестве дополнительных диодов применялись наборы листов типа КДС523А. При шести дополнительных диодах в каждом плече ДК максимальная амплитуда входного напряжения ДК составляла 200 мВ. 1ак: как коэфф:птент передали фильтра на частоте полюса выбран равным единице, то выходное напряжение филыра совпадает с амплитудой входного сигнала ДК.. Перестройка по час готе в диапазоне от 100 кГц до 1000 кГц осуществлялась изменением тока управления со 150 мкА (для частоты 100 кГц) до 1500 мкА. (для частоты 1000 кГц). При изменении амплитуды входного сигнала фильтра от 25 мВ до 200 мВ относительное отклонение частоты полюса не превышало 5%, а отклонение добротности— 10%.
В заключение о ¡метим, что более высокие качественные показатели перестраиваемого фильтра woiyr быть получены при использовании в схеме интегральных ПИТ. например СА3060, LM13600, J„M3 3700 Î5j.
1. Капустин В. И. Активные К<_,-фнльтры высокого порядка. М.: Радио и связь, 1985. 248"с.
2. Крмпчинскай С.Г. Расширение диапазона рабочих часто-! линейных АКС-ус-гройелз. Мшериалы Всесоюзного научно-техническою семинара “Интегральные ¡.пСчфлтельпые устройства”. М.: 14-Т б апреля, ¡987.
3 Функциональные устройства па микросхемах./ В, 3. Н а Ги[еров, А.И.Голованов,
л.Ф Юсупов и др./Под ред. 13.3, Найденова. М.: Радио и связь, 1985. 200 с.
1 шр
(Ло;Д1,ак) « - у d,.........-
2 '• со v-,
“я
ЛИТЕРАТУРА
4. Щуутчипский С.Г. Структурно-топологические признаки АЯС-схем с собственной компенсацией. Изв. вузов СССР. Радиоэлектроника. 1994, №1. С. 38-43.
5. Пейтон А.Дж., Волш В. Аналоговая электроника на операционных усилителях. М.: БИНОМ, 1994, 352 с.
УДК 621.372.54
В.П.Тепин
Графические АИС-эквалайзеры
Регуляторы частотных характеристик являются неотъемлемой частью любой аппаратуры записи-воспроизведения звука, они предназначены для управления уровнем сигнала в определенных участках частотного диапазона с целыо максимального приближения воспроизводимой звуковой картины к естественному звучанию. Необходимость коррекции частотных характеристик связана с неидеальностыо акустических свойств помещения, выбранного для прослушивания фонограмм, несовершенством используемой аппаратуры (прежде всего—акустических систем), а также индивидуальными особенностями физиологии слуха человека.
Наиболее эффективными регуляторами служат многополосные графические эквалайзеры [1]. Широкие возможности управления формой корректируемой частотной характеристики в сочетании с наглядным соответствием этой формы положению регулирующих органов (движков линейных потенциометров) предопределяют их преимущественное использование в современной аудиотехнике.
Настоящая работа посвящена анализу принципов построения таких устройств в элементном базисе активной ЯС-техники с учетом ограничений, накладываемых возможностями микроэлектроники.
Для систематизации используемых разновидностей миогополоспых эквалайзеров представляется целесообразным выделить следующие их классы:
» по принципу частотной селекции—
а) с использованием частотной зависимости импеданса резонансного контура;
б) с пассивными либо активными ВС-звеньями второго порядка в цепи обратной связи усилителя;
г- по структурным признакам—
а) содержащие единственную многополосную секцию, обеспечивающую регулировки во всех частотных полосах;
б) содержащие несколько каскадно соединенных секций с соответственно меньшим числом полос в каждой.
К основным параметрам эквалайзера относятся:
» рабочая полоса частот — ?макс);
* количество частотных полос (N1);
» набор значений центральных частот регулируемых участков (/о/, /' = 1 ... /V/). Обычно используют равномерное (в логарифмическом масштабе) распределение этих частот в пределах рабочей полосы, в этом случае шаговый коэффициент £>/= Лэ(;+1|/йэ; является постоянной величиной;
* глубина регулировки, определяемая как максимальная величина подъема и спада АЧХ на центральной частоте регулируемой полосы (д и д НГ, дБ);
* добротность контуров (звеньев) О, выбираемая в зависимости от величины шагового коэффициента [1].
Например, для октавного эквалайзера звукового диапазона (/тт = 20 Гн, = 20 кГц, О[--2, Лу-=10) принимают следующее распределение центральных частот: 32 Гц, 64 Гц, .125 Ги, 250 Гц, 500 Гц, 1 кГц, 2 кГц, 4 кГц, 8 кГц, 15 кГц, глубина регулировки достигает ± 12 ... 20 дБ, а рекомендуемое значение добротности составляет 0=1,41 [1|.
