Экспериментальная оценка увеличения точности измерения задержки сигнала на трассе распространения за счет многоканального приема Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

УДК 621.396.96

В. П. Денисов, Е. П. Ворошилин

Томский государственный университет систем управления

и радиоэлектроники

Экспериментальная оценка увеличения точности измерения задержки сигнала на трассе распространения за счет многоканального приема

Рассмотрены два метода многоканальной обработки, позволяющие повысить точность определения задержки сигнала. Задержка сигнала определялась пороговым методом "науровне порога обнаружения". Рассмотрены зависимости статистических характеристик задержки от ориентации антенны передатчика относительно направления на приемный пункт и отношения "сигнал/шум".

Задержка, момент прихода, отношение "сигнал/шум", многоканальная обработка, пороговый метод, эталонный канал, точность

Одним из резервов повышения точности местоопределения источников наземного радиоизлучения является совместное использование разностно-дальномерных и угломерных измерителей.

Современные пеленгационные устройства имеют, как правило, несколько приемных каналов, а совокупность антенн такого пеленгатора может рассматриваться как антенная решетка. Для определения координат источника излучения в разностно-дальномерных системах место-определения необходимо в каждом из приемных пунктов измерять время задержки сигнала в единой шкале времени. Для повышения точности разностно-дальномерных измерений возникает задача наиболее полного использования информации от каждого из приемных каналов.

Рассмотрим два основных способа повышения точности оценки временного запаздывания сигнала при многоканальном приеме:

• улучшение отношения мощности сигнала к мощности внутреннего шума приемных устройств за счет объединения каналов;

• формирование с помощью антенной решетки направленной диаграммы приема, ориентированной главным максимумом на источник сигнала, что позволяет уменьшить влияние переотражений радиоволн от местности и местных предметов на трассе распространения.

Тогда задача повышения точности решается следующим образом. Принимаемые каждой антенной сигналы оцифровываются с малым временным дискретом, значения их амплитуд и фазовых сдвигов относительно стабильного опорного гетеродина заносятся в память вычислительного устройства. Пространственная селекция источника сигнала выполняется в процессе обработки внесенных в память ЭВМ данных программным путем.

Пусть антенная система пеленгатора содержит N приемных антенн Л§, Ац, ..., АN_ь образующих линейную решетку (в рассматриваемом далее эксперименте N = 4 1).

1 См. наст. вып. журн., с. 7-12. 24

© Денисов В. П., Ворошилин Е. П., 2006

На выходе i-й антенны имеем сигналы

si (t) = Ai (t) cos (+ ф/) = Ai (t) cos ф/ cos + Ai (t) sin фi sin ,

поступающие на квадратурные разделители, с выходов которых считываются амплитуды квадратурных составляющих относительно опорного гетеродина:

Ii (t) = Ai (t) cos (9i - ф0 г ) и Qi(t) = Ai(t) sin (9i - ф0 г ), (1)

где фо г - начальная фаза сигнала единого для всех каналов опорного гетеродина.

Соотношения (1) записаны в предположении, что в квадратурных расщепителях отсутствуют амплитудные искажения, коэффициент передачи равен единице, а частота опорного гетеродина точно равна частоте сигнала.

Квадратурные составляющие Ii (t), Qi (t) поступают на быстродействующие АЦП,

где преобразуются в цифровые коды, передаваемые на вычислительное устройство обработки данных.

Для формирования в азимутальной плоскости диаграммы направленности, ориентированной под углом а относительно нормали к антенной решетке, в цепи антенн вводятся фазовые сдвиги фф/ = 2п (xjX) sin а, где xi - координата i-й антенны относительно центра решетки. В i-й антенне квадратурные составляющие сигнала, смещенного на фф/ по фазе, в момент n-го отсчета определяются по формулам:

Ai (n){s°n}(^ -фо г -фф/) = Ai (n){cons}(ф/ -Фо г)cosфф/ + Ai (n){cons}(ф/ - фо г)sinфф/ =

=Ii (n) cos фф/ {-} Qi (n) sin ФФ/ .

Фаза сигнала в i-м канале и n-м временном дискрете с учетом дополнительного фазового сдвига фф/ определяется выражением

( ч + Qi(n) cos Фф/ - Ii(n) sin Фф/

Фр/(n 4 = Ф/ -Фо г - Фф/ = arct^T7-v- ni Ч- . (2)

F * I^n) cos Фф/ + Qi кю cos Фф/

Разность фаз между сигналами в i-м и j-м каналах на основании (2) имеет вид

Фр/ (n) - Фру (n) = Ф/ - Фо г - Фф/ - Фj + Фо г + Фф/ = Ф/ - Фj - (2пЛ)(xi - xj ) sin a .

Амплитуда суммарного сигнала на выходе антенной решетки в момент n-го отсчета:

Uz (n ) =

N-1 2 N-1 2

£ [I/ (n) cos фф/ + Q/ (n) sin фф/ ] + £ \Qi (n) cos фф/ -1/ (П) sin фф^

i=0 i=0

Устанавливая фазовые сдвиги, соответствующие направлению главного лепестка диаграммы направленности решетки на источник сигнала, получим на ее выходе сигнал, наименее искаженный отражениями от местности и местных предметов. Направление на источник сигнала определяется по совокупности измерений разности фаз [см. лит.].

Как было отмечено, повышение точности возможно за счет увеличения отношения мощности прямого сигнала к мощности собственных шумов приемников, а также отношения мощности прямого сигнала к суммарной мощности отраженных сигналов, что на-

прямую зависит от структуры схемы обработки сигналов. Этого можно добиться объединением каналов, в частности суммированием сигналов в них.

Очевидно, что наилучших результатов можно добиться при синфазном суммировании полезных сигналов с выходов элементов антенной решетки. Если шумы в каждом из каналов антенной системы взаимно независимы, при синфазном суммировании сигналов (ССС) отношение 2Е/Щ (Е - энергия сигнала за время измерения; N0 - спектральная плотность мощности шума) увеличивается в N раз. Во столько же раз уменьшается дисперсия оценки временного запаздывания радиоимпульса, обусловленная влиянием шумов. Это утверждение справедливо для дисперсии оценки оценки временного запаздывания сигнального радиоимпульса со случайной начальной фазой, принимаемого на фоне нормального "белого" шума. На основании неравенства Рао-Крамера эта дисперсия определяется формулой

(2Е/ N0 ) А/*Ск , где Д/ск - среднеквадратическая ширина спектра сигнала.

Другим возможным вариантом объединения каналов является последетекторное сумми-

N

рование сигналов (ПСС). Алгоритм ПСС определяется выражением и^ (п) = ^ и/ (п), где

/=1

и£ (п) - результат последетекторного суммирования; и) (п) - амплитуда сигнала в /-м канале.

С точки зрения энергетических соотношений метод ПСС подобен методу последе-текторного накопления пачки из N радиоимпульсов в одноканальных РЛС. Эффективность этого метода зависит от отношения "сигнал/шум" (ОСШ) на входах детекторов и количества каналов, участвующих в суммировании.

При многоканальном приеме для экспериментальной оценки точности измерений задержки использовались математическое ожидание (МО) и среднеквадратическое отклонение (СКО) оценок времени запаздывания принятого сигнала ^ по отношению к излучаемым импульсам.

Для обработки экспериментальных данных с целью определения временного запаздывания сигнала использовался эвристический пороговый метод оценки ^ на "уровне

порога обнаружения". Алгоритм вычисления оценки ^ описывается условием

^(/) > р П^(/ +1) > рП...П^(/ + N0^) > р, (3)

где ^(/), ^(/ +1), ..., ^(/ + N) - отсчеты сигнала в пределах окна анализа;р - пороговый уровень; / - моменты времени фиксации сигнала; N0^ - длительность окна анализа .

Если в некий момент времени / условие (3) выполнялось, за оценку временного запаздывания сигнала принималась величина / . В противном случае значение / увеличивалось на единицу и условие проверялось заново. Точность определения ^ пороговым методом зависит от ОСШ и формы импульса.

* =

2 / и N0^ измерялись числом тактов аналого-цифровых преобразователей. 26

Квадратурные составляющие сигналов с выхода каждой из четырех антенн измерительной установки записывались в память сериями по 5500 кадров. Каждый кадр состоял из 512 отсчетов, следующих через 11.11 нс. Оценка временного запаздывания сигнала вычислялась в пределах каждого кадра серии и отсчитывалась относительно начала кадра, привязанного к моменту излучения.

Для определения ^ практический интерес представляли сигналы:

• на выходе каналов 1.. .4 (обозначенные далее как К1, К2, К3, К4);

• на выходе ПСС для двух и четырех каналов (2 НК и 4 НК);

• на выходе ССС для двух и четырех каналов (2 К и 4 К).

На рис. 1 представлены примеры зависимостей оценки временного запаздывания сигнала (рис. 1, а) и ОСШ (рис. 1, б) от угла 9 отворота антенны передатчика (АП) от направления на приемный пункт. Приведенные примеры соответствуют каналу с наилучшим

ОСШ, определенным как ОСШ = 101о§ (ЛС+Щ/аЩ)-1 , где Лс+ш - усредненная амплитуда принятой смеси сигнала и шума; аш - СКО шума.

В некоторых кадрах условие (3) не выполнялось ни в одном из четырех каналов обнаружения. Это приводило к пропуску импульса и неверному определению временного запаздывания сигнала (см. рис. 1 при углах отворота АП, близких к -180°). Из рис. 1 следует, что при малых ОСШ ошибка оценки временного запаздывания может превышать 100 нс. Точность оценки временного запаздывания сигнала можно повысить за счет увеличения ОСШ при многоканальной обработке.

Для построения экспериментальных зависимостей статистических характеристик ^

от ОСШ в каждом кадре сеанса вычислялись ^ и соответствующее ей ОСШ. Диапазон

возможных значений ОСШ был разбит на интервалы шириной 2 дБ. Для оценок временного запаздывания, попадающих в каждый из интервалов, вычислялись МО и СКО. Зависимости МО и СКО оценок от ОСШ приведены на рис. 2. Из этого рисунка следует ряд выводов.

1. При изменении ОСШ 20.50 дБ наблюдалось смещение оценки временного запаздывания сигнала на значение 30.40 нс относительно значения, принятого за истинное, что соответствует длительности фронта сигнала. С увеличением ОСШ ошибка оцен-

ОСШ, дБ

- 270 - 180

- 90 а

Рис. 1

- 270 - 180 - 90 0 0,

б

О

НС

80

Л \>

лЛ \\

60 - \\\

\\\

40 — V«

X?

20 —

0 1

—«-К1

- «- 2 НК

- ■+ -4 НК

2 К —■^—4 К

СКО А/з, нс

- 2 НК

- -4 НК ■■■■ч-2 К --ь—4 К

_1_

30 40 а

50 ОСШ, дБ

30 40 б

50 ОСШ, дБ

Рис. 2

ки временного запаздывания сигнала уменьшается, поскольку превышение порога происходит ближе к началу импульса, т. е. к истинному ^ .

2. Точность оценки временного запаздывания сигнала, полученной методом ПСС, уступает точности оценки методом ССС при ОСШ < 20 дБ.

3. Применение метода ССС для двух и для четырех каналов приводит к улучшению статистических характеристик Atз во всем диапазоне ОСШ.

4. Применение многоканальной обработки при ОСШ 20...60 дБ улучшает статистические характеристики МО и СКО оценки временного запаздывания сигнала на 1.5 нс по сравнению с аналогичными характеристиками, вычисленными для сигнала на выходе канала с наилучшим ОСШ.

Уровни собственных шумов в приемных каналах экспериментальной аппаратуры существенно различались. Для оценки выигрыша в точности за счет многоканального приема по результатам обработки оценок временного запаздывания сигнала за полный сеанс измерений проводился выбор лучшего среди каналов. Результаты обработки приведены в табл. 1.

На основании табл. 1 по совокупности параметров наилучшим был выбран канал К2, обладающий наименьшими аппаратурными задержками Д^ = ^ - ^ (^ - истинное

ьпр

значение времени приема сигнала) по сравнению с другими каналами (см. МО Atз). При этом он незначительно уступал К1 по ОСШ. Статистические характеристики Atз и ОСШ для выбранного канала и при многоканальной обработке приведены в табл. 2.

Из нее следует, что как синфазное суммирование квадратур, так и последетекторное суммирование приводят к увеличению ОСШ приблизительно на 3 дБ для двух каналов и на 6 дБ для четырех каналов. При этом МО ошибки оценки временного запаздывания при многоканальной обработке близки к МО в эталонном канале, а СКО - существенно меньше.

Таблица 1

Параметр Канал

К1 К2 КЗ К4

МО А^, нс 16.916 10.918 12.697 21.233

СКО А^, нс 16.868 17.248 16.803 22.774

МО ОСШ, дБ 35.509 34.207 33.484 32.577

Таблица 2

Параметр Канал

К2 2 НК 2 К 4 НК 4 К

МО А^, нс 10.918 11.549 11.638 10.867 9.9468

СКО Atз, нс 17.248 14.832 15.254 13.964 13.704

МО ОСШ, дБ 34.207 37.882 37.778 39.985 40.23

з

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 6======================================

Таблица 3

Лепесток ДН Параметр Канал

К1 К2 К3 К4 2 НК 2 К 4 НК 4 Кг

Левый боковой МО, нс 8.959 2.9937 4.413 10.423 4.3686 4.9008 3.8364 3.4816

СКО, нс 6.4058 6.3361 6.5154 6.0665 6.2362 6.5448 6.0294 6.2414

Главный МО, нс 7.8502 1.8849 3.5259 9.0698 3.3042 3.7255 3.1933 1.7962

СКО, нс 6.9536 6.0969 7.071 6.9044 6.3761 6.5476 6.057 6.4381

Правый боковой МО, нс 9.7795 3.9473 4.9895 11.687 5.1226 5.2113 4.6347 4.0581

СКО, нс 6.7179 6.7535 7.2335 7.2454 6.411 6.4164 6.4746 6.5191

Задний МО, нс 43.333 38.753 39.751 54.909 36.413 36.159 33.375 30.636

СКО, нс 28.742 32.776 26.327 34.93 26.138 28.917 23.085 21.594

МО и СКО ошибки оценки временного запаздывания сигнала при облучении приемной позиции главным, левым боковым, правым боковым и задним лепестками ДН АП приведены в табл. 3. Из нее следует:

• что использование методов многоканальной обработки в главном и боковых лепестках позволило получить оценку Atз, близкую к эталонной по МО и лучшую в среднеквад-ратическом смысле;

• при многоканальной обработке сигнала, излученного задним лепестком ДН антенны излучателя, наблюдалось уменьшение количества пропущенных сигналов за счет общего увеличения ОСШ. В результате улучшились статистические характеристики .

Подтверждением этому является табл. 4, содержащая информацию об ОСШ для каждого лепестка ДН и для всех измерительных каналов.

Из табл. 4 следует, что ОСШ при многоканальной обработке возрастает в соответствии с увеличением числа каналов для всех положений ДН антенны излучателя.

Таблица 4

Лепесток ДН Параметр Канал

К1 К2 К3 К4 2 НК 2 К 4 НК 4 К

Левый боковой ОСШ, дБ 42.62 40.82 40.56 41.72 44.76 44.78 47.31 48.00

Главный 44.72 43.6 42.65 43.66 47.17 46.71 49.62 50.12

Правый боковой 39.97 38.43 37.76 37.25 42.34 42.28 44.45 44.94

Задний 21.74 20.82 19.71 17.21 24.26 24.09 26.07 25.68

Из приведенных данных можно сделать вывод, что использование многоканальной обработки приводит к улучшению точности оценки временного запаздывания сигнала, которая зависит от числа каналов N и алгоритма обработки. В условиях эксперимента при N = 4, дискретной обработке с тактом 11.11 нс и неидентичных приемных каналах выигрыш в СКО по сравнению с наилучшим каналом составил 3.5 нс как при синфазном суммировании сигналов, так и при последетекторном суммировании сигналов. Можно ожидать, что выигрыш возрастет, если приемные каналы будут статистически идентичными.

Библиографический список

Денисов В. П., Дубинин Д. В. Фазовые радиопеленгаторы. Томск: Изд-во ТУСУР, 2002. 251 с.

V. P. Denisov, Е. P. Voroshilin

Tomsk state university of control systems and radioelectronic

Experimental estimate of radio path delay accuracy under multichannel processing

Two methods of the multichannel processing are considered. These methods allow to raise accuracy of definition signal delay. The delay of a signal was defined by a threshold method. Have been consider statistics of delay in depend of orientation antenna transceiver relatively direction to receiver position also signal to noise ratio.

Delay, arrival time, signal/noise ratio, multichannel processing, threshold method, reference channel, accuracy

Статья поступила в редакцию 10 октября 2006 г.

УДК 621.371.344

В. Ю. Лебедев

Томский государственный университет систем управления

и радиоэлектроники

Статистические характеристики искажений сигналов при приеме бокового излучения наземных радиоимпульсных источников

Приведены результаты экспериментальных исследований искажений импульсных сигналов при приеме бокового излучения узконаправленного источника радиоизлучения на приземной трассе, проходящей по слабопересеченной лесистой местности.

Многолучевое распространение, импульсный сигнал, диаграмма направленности, боковое излучение, искажения огибающей сигнала, пространственная корреляция

Основной причиной искажений сигналов при распространении на приземных трассах является наличие нескольких путей распространения с различными временными задержками. Известно большое количество работ (см., например, [1]-[4]), в которых проводились теоретические и экспериментальные исследования характеристик сигналов на трассах с многолучевым распространением. Область применения подавляющего большинства этих материалов касается качества работы систем связи, отличительным признаком которых являются ненаправленные или ориентированные друг на друга антенны источника излучения и приемника. В то же время особенности многолучевого распространения сигналов при произвольной ориентации узконаправленных излучающей и приемной антенн изучены мало.

Многолучевость распространения радиоволн формируется вследствие их рассеяния на неоднородностях тропосферы и неровностях подстилающей поверхности, к которым относятся элементы рельефа, растительность и искусственные сооружения. Влияние подстилающей поверхности проявляется в основном в виде зеркальных или диффузных отражений от протяженных участков поверхности. Если при приеме или передаче используются узконаправленные антенны, то они выполняют пространственную фильтрацию, 30 © Лебедев В. Ю., 2006