CC BY
6УДК 621.376
Частотное планирование формирователей сигналов радиосистем на основе цифровых вычислительных синтезаторов
Ромашов В.В., Храмов К.К., Докторов А.Н. Аннотация: Рассматриваются алгоритмы частотного планирования формирователей сигналов радиосистем, основой которых являются цифровые вычислительные синтезаторы, работающие либо в режиме основной выходной частоты, либо в режиме её образов.
Ключевые слова: формирование сигналов, цифровой вычислительный синтезатор, частотное планирование, образы основной частоты.
The frequency planning of radio signal shapers based on direct digital synthesizers
Romashov V.V., Khramov K.K., Doktorov A.N. Abstract: The algorithms for frequency planning of radio signal shapers, which are based on direct digital synthesizers (DDS) operating in either the main output frequency or its images, are considered. The formulas for calculating the frequency multiplication factors of multipliers, graphical charts and examples of calculation of the basic parameters of shapers, are given. The obtained results allow us to simplify and automate the frequency planning of shapers.
Key words: signal shaping, direct digital synthesizer, frequency planning, images of DDS.
Введение
Освоение всё более высокочастотных диапазонов волн на протяжении последних десятилетий остается устойчивой тенденцией развития современных радиосистем.
В радиотехнических устройствах локации, передачи информации, связи и измерений необходимы формирователи сигналов с высокой стабильностью частоты и низким уровнем фазового шума сигнала. Задача построения таких устройств осложнена противоречивыми требованиями к спектральному составу выходного колебания и к длительности переходных процессов.
Для решения этой задачи разработчикам аппаратуры формирования зондирующих, опорных, гетеродинных и других сигналов требуется соблюдать ряд условий при выборе схемотехнических решений и построении структуры устройства.
Развитие элементной базы электроники привело к новым подходам при выборе типа и параметров синтезаторов частоты и к расширению их функциональных возможностей. Появление интегральных цифровых вычислительных синтезаторов (ЦВС), основанных на методе прямого цифрового синтеза и об-
ладающих такими важными свойствами, как низкий уровень шумов, высокое быстродействие и широкий диапазон частот, позволило существенно упростить конструкцию устройств [1]. Главный недостаток таких ЦВС - максимальное значение основной частоты синтезированного выходного сигнала ограничено сверху частотой Найквиста и в настоящее время не превышает 1500 МГц [2].
Для повышения выходной частоты формирователей сигналов на основе ЦВС используют различные методы: перенос частоты с помощью смесителей, систем ФАПЧ, использование образов основной частоты цифровых вычислительных синтезаторов [1-5]. Последний способ пока не получил достаточного использования ввиду существенного уменьшения амплитуды спектральных составляющих на образах основной частоты. Однако исследования, проведённые в [6], показали, что применение образов основной частоты ЦВС в определённых схемах формирователей сигналов и при выборе соответствующих частот позволяет получить даже выигрыш по уровню СПМ фазовых шумов по сравнению с применением основной частотой.
Целью статьи является разработка алгоритмов частотного планирования формирователей сигналов ОВЧ и УВЧ диапазонов на основе ЦВС с использованием образов основной частоты.
Обобщённая схема формирователя сигналов
Наиболее часто для систем радиолокации и связи используют умножение частоты источника высокостабильного сигнала, получаемого с помощью ЦВС или систем ФАПЧ от кварцевого генератора [4, 7].
При использовании ЦВС и умножителей частоты обобщенную структурную схему формирователя сигналов радиосистем можно представить в виде, приведенном на рис. 1 [8].
На схеме ГОЧ - генератор опорной частоты /0, умножители частоты УЧ1 и УЧ2 с коэффициентами п1 и п2 используются для формирования тактовой частоты /Т ЦВС и повышения частоты синтезированного сигнала, соответственно. Фильтр Ф, в общем случае - полосовой, выделяет требуемые спектральные компоненты /С из спектра выходного сигнала ЦВС (рис. 2). Реализация УЧ1 такого формирователя возможна с использованием умножителей частоты на нелинейных элементах (например, транзисторах) или на базе системы импульсно-фазовой автоподстройки частоты (ИФАПЧ). Второй умножитель частоты во избежание увеличения времени перестройки необходимо выполнить на нелинейном элементе.
Применение интегрального ЦВС со встроенным умножителем тактовой частоты на основе ИФАПЧ позволяет легко реализовать практически любой целочисленный коэффициент умножения п1, изменяемый с ша-
гом 1 (в известных ЦВС коэффициент умножения тактовой частоты изменяется до 255 [2]). Использование транзисторных умножителей накладывает определённые ограничения на выбор коэффициента умножения, так как он будет определяться последовательно соединёнными умножителями с коэффициентами умножения 2; 3 или 5.
Для повышения выходной частоты ЦВС используют побочные спектральные составляющие на выходе ЦАП, называемые образами основной частоты /ои1 [1, 4] с частотами
/обр к = к /Т ± /оШ, (1)
где к = 1, 2, ....
Видно, что частоты образов располагаются симметрично относительно тактовой частоты и её гармоник. Поэтому будем называть образ отрицательным (-п), если он расположен слева от /т и её гармоник на оси частот, и положительным (+п) - если он расположен справа (рис. 2). Тогда частоту п-го образа с учетом (1) можно записать в виде
/обр п = И/т + п) /о* .
Применение образов основной частоты при формировании сигналов позволяет существенно уменьшить коэффициент умножения п2 (или вообще отказаться от умножителя УЧ2) и снизить требования к частотным параметрам синтезатора, в частности, к его максимальной тактовой частоте.
Основные соотношения
Запишем основные соотношения для построения частотного плана формирователя на интегральном ЦВС.
Тактовая частота ЦВС связана с частотой ГОЧ соотношением
/т = Их/о. (2)
Величина тактовой частоты для современных интегральных ЦВС находится в пределах 1000...3500 МГц [2].
Фильтр на выходе ЦВС выделяет сигнал с частотой
fc = Ul n
(3)
Введем в рассмотрение коэффициент деления частоты ЦВС, равный
КЦВС = fcujfr • (4)
Для лучшей фильтрации выходного сигнала ЦВС величину КцВС ограничивают интервалом значений
КЦВС 6 [КЦВС min; КЦВС max ] • (5)
На практике придерживаются значений
КЦВСтт » 0Л5, КЦВСтах » 0,35
Определим диапазон допустимых значений коэффициента n2 при заданном значении частоты ГОЧ f0 и известных значениях n1.
Как следует из рис. 1 и выражений (1)-(4), коэффициент n2 при использовании основной частоты ЦВС fc = fcut может быть найден по формуле:
n = fФ =_fФ_=_fФ_, (6)
fcut fT КЦВС nif0 КЦВС
а при использовании n-го образа основной
частоты fc = fo6p n = \n\fr + sgn(n) fu - по
формуле:
fФ _ fФ
=
fo6p n nifo (|n\ + Sgn(n)K^C ) '
(7)
где sgn(x)=
1 при x > 0;
0 при x = 0; - функция выде--1 при x < 0
ления знака аргумента.
Из (7) с учетом (5) следует, что значения коэффициента умножения n2 также будут принадлежать некоторому диапазону допустимых значений
n20 6 [n2min; n2max] ; n2n 6 [n2n min; n2n max ] .
(8) (9)
Тогда выражения (6) и (7) для предельных значений п2 перепишутся в виде
/ф
nif0КЦВС max ._/Ф_
nif0 КЦВС mm
/Ф
(10)
lf0 (n\ + sgп(п)КЦВС max /
/ф
(11)
2n max
, \fo (А + sgn(n) КЦВС mm ) '
В качестве примера построим области допустимых комбинаций коэффициентов умножения [n2; Ai] формирователя в соответствии с (10) и (11) при значениях частот /0 = 10 МГц, /Ф = 3000 МГц для \n\ < 3, Кцзстт = 0,15, Кцвстах = 0,35 (рис. 3).
Приведенные зависимости позволяют выбрать допустимые комбинации коэффициентов умножения УЧ1 и УЧ2 [n2; n1] при реали-
2
n
2 0 mm
n
2 0 max
n
п = 0
Огибающая спектра вида sin(.r)/.v п - номер образа
\ АЧХ фильтра \ \
\ л = | п = ] : ', п = -2 п = 7. п=— 3
К/Г
fout fr—foul fr fr + fout 2fr-f,ut 2fr 2fr + fout ¥r-fou, У/ ./
Рис. 2. Спектральный состав сигнала на выходе ЦВС
1 4 \ /"=0
.11=2 \ Х
щ\ У4 \ у "=~2 "
Jl§ /Н=- 1
и =-3
"О 20 40 «1
Рис. 3. Диапазоны допустимых комбинаций коэффициентов [п2; щ] умножителей для основной частоты и ее образов при /0 = 10 МГц, /ф = 3000 МГц, КцвСт ш = 0,15, КцвСтах = 0,35
зации формирователя с заданными значениями частоты ГОЧ/0 и выходной частоты /ф.
Как следует из рис. 3, диапазоны (заштрихованные области) являются симметричными относительно прямой п2(п1)= п1.
Число возможных комбинаций коэффициентов [п2; п1] уменьшается при увеличении
номера образа, а также при уменьшении диапазона значений [КцВСтт; КцВСтах], как показано на рис. 4.
При увеличении частоты опорного генератора /0 области [п2; п1] смещаются к осям абсцисс и ординат (рис. 5). При этом число возможных комбинаций коэффициентов [п2; п1] снижается. Кроме того, на рис. 5 показано, что максимально допустимая величина коэффициента п1 ограничена значением п1доп, определяемым максимальной тактовой частотой используемого ЦВС
П1доп = /Тшах//0 . (12)
Приведенные выше выражения и зависимости справедливы для множества положительных действительных значений коэффициентов умножения П1 и п2. Для случая целочисленных значений этих коэффициентов алгоритм расчета частотных планов формирователя и получения коэффициентов умножения УЧ1, УЧ2 сводится к следующему:
1) задание величин /0, /ф, КцвСтт, КцвСтах, выбор типа ЦВС;
2) определение максимального целочисленного значения п1 по формуле (12);
3) расчет целочисленных предельных зна-
0 20 40 Hi
Рис. 4. Диапазоны допустимых комбинаций
коэффициентов [п2; п1] умножителей для основной частоты и ее образов при / = 10 МГц, /ф = 3000 МГц, Кцвстп = 0,2, КцвСтах = 0,3
\ /н = 0
М \ \{п = 2\
ТОЛ \ М\\ \ \.ц = -2
_« = -! ~ " — — __ _
г _ - ~ ^ -
0 20 II 16еп II1
Рис. 5. Диапазоны допустимых комбинаций коэффициентов [п2; п1] умножителей для основной частоты и ее образов при /0 = 24 МГц, /ф = 3000 МГц, Кцвстш = 0,15, КцвСтах = 0,35
Рис. 6. Допустимые целочисленные комбинации коэффициентов [п2; п1] для основной частоты и ее образов при /0 = 10 МГц, /Ф = 3000 МГц,
КЦВСшт = °Л5, КцвСших = 0,35
чений п2 по выражениям (10)-( 11) для различных п и целочисленных п1;
4) расчет значений КцВС для каждого целочисленного п2 из диапазонов (8) и (9) при использовании основной частоты или образа с номером п, соответственно, по формулам:
_ Лф
К
ЦВС 0
K
ЦВС n
П2 fT
/ф sgn(n)
n2 fT
- n
(13)
(14)
и выбор значений п2, для которых выполняется условие (5).
Для иллюстрации работы описанного алгоритма на рис. 6 приведена диаграмма допустимых комбинаций целочисленных коэффициентов [п2; п^, соответствующих диапазонам значений на рис. 3.
Разработанный алгоритм был применён
Таблица 1. Варианты реализации частотного плана
при частотном планировании формирователя сигналов радиосистемы со следующими параметрами: f = 24 МГц; /ф = 3000 МГц; КЦВСтт = 0,2; КЦВСтах = 0,3; П2 < 5; ЦВС AD9910 - интегральный, фирмы Analog Devices [2]. Результаты расчета сведены в таблицу 1. Как следует из данных таблицы, при использовании ЦВС AD9910 с максимальной тактовой частотой fmax = 1000 МГц и встроенным умножителем тактовой частоты возможны 17 вариантов построения формирователя сигналов с использованием образов основной частоты ЦВС. Работа ЦВС на основной частоте при рассматриваемых исходных параметрах возможна лишь при n2 > 10. Это позволяет сделать вывод о том, что использование образов позволяет существенно уменьшить этот коэффициент и упростить реализацию УЧ2.
Заключение
Таким образом, получен алгоритм частотного планирования и расчёта формирователей радиосигналов, построенных на базе ЦВС с использованием основной частоты и её образов. Предложенный алгоритм позволяет упростить и ускорить этап проектирования таких формирователей.
Литература
1. Ромашов В.В., Храмов К.К. Формирование сигналов в ОВЧ и УВЧ диапазонах при использовании метода прямого цифрового синтеза частот // Радиотехника. 2007, №6. C.39-41.
2. Цифровые синтезаторы сигналов (DDS) и модуляторы [Электронный ресурс]: сайт фирмы Analog Devices, Inc., 2013. URL: http://www.analog.com/ru/rfif-components/direct-digital-synthesis-dds/products/index.html
3. Левин В.А., Черкашин А.А. Методы по-
формирователя
№ 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17
n 3 2 -3 -2 3 -3 -2 1 1 2 1 1 -2 -2 3 3 -1
П1 13 14 15 18 19 23 24 25 26 28 33 34 35 36 38 39 40
fr, МГц 312 336 360 432 456 552 576 600 624 672 792 816 840 864 912 936 960
КЦВС 0,21 0,23 0,22 0,26 0,29 0,28 0,26 0,25 0,20 0,23 0,26 0,23 0,21 0,26 0,29 0,21 0,22
П2 3 4 3 4 2 2 3 4 4 2 3 3 2 2 1 1 4
строения синтезаторов частот в СВЧ-диапазоне // Электросвязь. 2004, Вып. 2. С.19-22.
4. Кусов Г.А., Очков Д.С., Ратцева Л.В., Силаев Е.А., Сударенко А.А., Терёхин М.Я., Фор-мальнов И.С., Шилов В.П. Формирование высокостабильных сигналов миллиметрового диапазона для радиолокационных устройств // Радиотехника. 2006, №4. С.33-35.
5. Ромашов В.В., Храмов К.К. Формирователи сетки опорных частот возбудителя передатчика с использованием образов основной частоты // Методы и устройства передачи и обработки информации. 2011, Вып. 13. С.44-47.
6. Ромашов В.В., Ромашова Л.В., Храмов К.К., Докторов А.Н. Модель спектральной плотности мощности фазовых шумов цифровых вычислительных синтезаторов на образах основной частоты // Радиопромышленность. 2012, №2. С. 38-48.
7. Молчанов Е.Г., Очков Д.С., Силаев Е.А., Формальнов И.С., Чубаров Д.В. Источники сигнала СВЧ-диапазона с низким уровнем фазовых шумов для систем радиолокации и связи // Радиотехника. 2006, №10. С.38-40.
8. Ромашов В.В., Храмов К.К., Докторов А.Н. Модель цифрового вычислительного синтезатора, работающего на образах основной частоты // Радио-
Поступила 10 июня 2012 г.
технические и телекоммуникационные системы. 2012, № 2. С.13-17.
References
1. Romashov V.V., KhramovK.K. Radiotekhnika, 2007, 6, pp.39-41.
2. Analog Devices, Inc., 2013. URL: http://www.analog.com/ru/rfif-components/direct-digital-synthesis-dds/products/index.html
3. Lyovin V.A., Cherkashin A.A. Elektrosvyaz, 2004, 2, pp.19-22.
4. Kusov G.A., Ochkov D.S., Ratseva L.V., Silaev E.A., Sudarenko A.A., Teryohin M.Y., Formalnov I.S., Shilov V.P. Radiotekhnika, 2006, 4, pp.33-35.
5. Romashov V.V., Khramov K.K. Metody i ustroystva peredachi i obrabotki informatsii, 2011, 13, pp.44-47.
6. Romashov V.V., Romashova L.V., Khramov K.K., Doktorov A.N. Radiopromyshlennost, 2012, 2, pp.38-48.
7. Molchanov E.G., Ochkov D.S., Silaev E.A., Formalnov I.S., Chubarov D.V. Radiotekhnika, 2006, 10, pp.38-40.
8. Romashov V.V., Khramov K.K., Doktorov A.N. Radiotekhnicheskie i telekommunikatsionnye siste-my, 2012, 2, pp.13-17.
Информация об авторах
Ромашов Владимир Викторович - доктор технических наук, профессор, заведующий кафедрой радиотехники Муромского института (филиала) ФГБОУ ВПО «Владимирский государственный университет имени Александра Григорьевича и Николая Григорьевича Столетовых».
E-mail: romashovmurom@mail.ru.
Храмов Константин Константинович - кандидат технических наук, доцент, декан факультета радиоэлектроники и компьютерных систем Муромского института (филиала) ФГБОУ ВПО «Владимирский государственный университет имени Александра Григорьевича и Николая Григорьевича Столетовых».
E-mail: hramovkk.lan@mit.ru.
Докторов Андрей Николаевич - магистрант кафедры радиотехники Муромского института (филиала) ФГБОУ ВПО «Владимирский государственный университет имени Александра Григорьевича и Николая Григорьевича Столетовых».
E-mail: doctorov_a_n@mail.ru
Адрес: 602264, Муром, ул. Орловская, д. 23.
Romashov Vladimir Viktorovich - doctor of technical sciences, professor and head of the department of radio engineering, Murom institute (branch) of the Vladimir State University named after Alexander and Nickolay Stoletovs.
Khramov Konstantin Konstantinovich - candidate of technical sciences, dean of radio electronics faculty, Murom institute (branch) of the Vladimir State University named after Alexander and Nickolay Stoletovs.
Doktorov Andrey Nikolaevich - graduate student of the department of radio engineering, Murom institute (branch) of the Vladimir State University named after Alexander and Nickolay Stoletovs.
Address: 602264, Murom, st. Orlovskaya, h. 23.
