CC BY
20
УДК 621.396.677.31 DOI: https://doi.org/10.34680/2076-8052.2020.5(121).53-57
АНТЕННАЯ СИСТЕМА АВТОМОБИЛЬНОГО РАДАРА КВЧ ДИАПАЗОНА С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ КРУГОВОЙ ПОЛЯРИЗАЦИИ
В.М.Кутузов, В.И.Веремьёв, Г.В.Комаров
DESIGN CIRCULAR POLARIZATION ANTENNA SYSTEM FOR EHF AUTOMOTIVE RADAR
V.M.Kutuzov, V.I.Veremyev, G.V.Komarov
Санкт-Петербургский государственный электротехнический университет «ЛЭТИ» им. В.И. Ульянова (Ленина),
vmkutuzov@etu. ru
Современные автомобили становятся носителями все большего числа разнообразных излучающих датчиков и устройств. Развитие автомобильных радаров предопределяет переход во все более коротковолновые диапазоны. Такие радары прошли путь от опытных образцов до серийных радаров миллиметрового диапазона. Современные коммерческие решения работают в миллиметровом диапазоне (76-77 ГГц) и дальнейшее их развитие лежит в плоскости перехода в еще более коротковолновый диапазон. Одновременно становится все более важной задача защита данных радаров от излучения аналогичных приборов, так как с ростом числа автомобилей, оснащенных такими устройствами, эта проблема становится всё более острой. Одним из путей ее решения является введение поляризационной развязки, которая позволяет существенно снизить уровень помех от встречного транспорта. В статье представлены результаты моделирования основных составных частей радиочастотного тракта миллиметрового радара. Показаны высокое качество согласования и хорошие поляризационные характеристики.
Ключевые слова: автомобильный радар, поляризационная развязка, круговая поляризация, антенная решётка
Для цитирования: Кутузов В.М., Веремьёв В.И., Комаров Г.В. Антенная система автомобильного радара КВЧ диапазона с использованием круговой поляризации //Вестник НовГУ. Сер.: Технические науки. 2020. №5(121). С.53-57. DOI: https://doi.org/10.34680/2076-8052.2020.5(121).53-57.
Modern automotive radars operate in the millimeter-wave range and there is a trend towards further increasing operating frequencies. They rapid development leads to higher operating frequencies and an increase in the number of vehicles equipped radars. Both of these factors increase the amount of mutual interference and worsen the mutual electromagnetic compatibility. One of the ways to solve this problem is to use polarization decoupling between the radars of cars moving in the opposite direction. This paper presents the result of electrodynamic modeling antenna system EHF automotive radar with circular polarization. Achieved high quality antenna system matching and good polarization characteristics.
Keywords: automotive radar, polarization decoupling, circular polarization, antenna array
For citation: Kutuzov V.M., Veremyev V.I., Komarov G.V. Design circular polarization antenna system for EHF automotive radar // Vestnik NovSU. Issue: Engineering Sciences. 2020. №5(121). P.53-57. DOI: https://doi.org/10.34680/2076-8052.2020.5(121).53-57.
Введение
В настоящее время наблюдается бум развития разнообразной вспомогательной автомобильной электроники и сенсоров, обеспечивающих помощь водителю в управлении транспортным средством. Практически все такие системы помощи, от адаптивного круиз-контроля и до первых прототипов самоуправляющихся автомобилей, используют радиолокационные датчики и радиолокаторы.
По мере увеличения количества автомобилей, использующих такие системы, все более усложняется помеховая обстановка. Одновременно с этим у отечественных производителей появляется интерес к созданию аналогичных изделий. Эта ситуация позволяет, с одной стороны, провести полный цикл разработки, а с другой — требует принятия дополнительных мер по повышению уровня развязки работающих радиолокаторов.
Целью работы, представленной в настоящей статье, является разработка и компьютерное модели-
рование основных элементов КВЧ тракта автомобильного радара отечественной разработки. Из-за небольшой емкости рынка и экспортных ограничени-ий, наложенных на Россию за последние годы, в выборе конструктивных решений и элементной базы имеются определенные барьеры. По этой причине решения, используемые в представленной конструкции, не похожи на те, которые применяют в серийных продуктах западных компаний.
Исходные данные для построения модели
Перед проведением разработки КВЧ модуля автомобильного радара был рассмотрен вопрос выбора элементной базы и общих конструкторских решений.
В аналогичных устройствах, разработанных западными компаниями, используются либо заказные микросхемы-трансиверы, либо продукция компании Infineon. В силу сложной политико-экономической ситуации в мире и отсутствия в России соответствующих гражданских технологий использование обоих этих путей является затруднительным.
По этой причине в качестве трансивера была выбраны микросхемы производства китайской компании Calterah. Одним из ее важных преимуществ является использование стандартного корпуса BGA, что позволяет проводить монтаж таких микросхем на стандартном оборудовании, а не разваривать кристаллы на плате ультразвуковой сваркой, как требуется делать для большинства заказных кристаллов.
К сожалению, такой выбор является вынужденным и приводит к дополнительным сложностям. Среди них наиболее важным в данном контексте является большое тепловыделение. Даже при комнатной температуре и свободной конвекции тепла после короткого времени работы с максимальной рабочей мощностью температура корпуса микросхемы превышает 45 градусов. В условиях закрытого корпуса и повышенной температуры окружающего воздуха возможен перегрев микросхем, что может привести к выходу их из строя.
Дополнительные проблемы с охлаждением добавляет и тот факт, что вблизи антенной системы не должны находиться проводящие объекты, и простая установка миниатюрных радиаторов на расположенные на фронтальной поверхности антенной системы микросхемы не является хорошим решением. Выходом из сложившегося положения может являться перенос микросхемы на обратную сторону платы так, чтобы она контактировала через теплопроводящую прокладку с корпусом радара. Однако расположение микрополосковых линий передачи вблизи проводящей плоскости корпуса также является некорректным решением, которое приведет к искажению распределения поля этих линий и может существенно усилить связь между отдельными антенными каналами, что является крайне отрицательным фактором, приводящим к искажению диаграмм направленности и повышению уровня помех.
Таким образом, в результате рассмотрения вышеописанных соображений было принято решение отказаться от широко распространенных микропо-лосковых линий передачи и перейти на использование симметричных полосковых линий.
Среди достоинств таких линий передачи можно отметить высокое экранирование, нечувствительность к проводящим объектам вблизи поверхности печатной платы, удобство возбуждения патч-антенн через щель связи и легкость обеспечения глубокой взаимной изоляции отдельных линий передачи.
Выбор щелевой связи вместо последовательного возбуждения линий связи через переходные отверстия, широко распространенный в более длинноволновом диапазоне, связан с тем, что размеры самого малого переходного отверстия, которое может быть выполнено в серийном отечественном производстве, оказывается слишком большим в масштабе антенного элемента и недопустимо сильно искажает распределение поля.
Кроме того, при использовании щелевого метода возбуждения легко можно переходить от использования линейной к круговой поляризации, меняя только один слой поляризации при заказе печатной платы. Такое решение повышает гибкость антенной системы,
позволяя уменьшить затраты на разработку решений для других устройств диапазона 76-77 ГГц.
Описание процесса моделирования
В связи с высокой сложностью процессов, происходящих в антеннах и линиях передачи СВЧ и КВЧ диапазонов, аналитическое описание модели практически всегда является невозможным. Для ускорения и удешевления процесса разработки антенной системы было проведено моделирование в пакете электродинамического моделирования CST Studio 2019.
Выбор именно этой версии был основан на том, что в ней появилась возможность [1] использовать графические карты общего назначения, а не только дорогие профессиональные решения серий Quadro. Использование графических карт позволяет существенно ускорить процесс расчёта антенных систем, но накладывает ограничение на использование типа решателя — только временной (Time-domain solver). В связи с нерезонансным характером антенной системы такое ограничение некритично, а более чем тройное ускорение процесса вычисления является большим преимуществом.
На первом этапе было проведено вычисление и последующее моделирование основной линии передачи антенной системы — симметричной полосковой линии.
В качестве аналитического приближения были использованы формулы из [2], приведенные ниже.
Zn =-
По
2n
Ы 1,0+0,5
8,06 nw'
8,0b
nw
+
8,0b nw'
+6,27 '
h = 0,5b,
w = w +--*t,
t
Aw 1,
-= — ln
tn
1
2,0b /1+1 6
)2 + (
1/4n w/1+1,1
m =-
3 +
2*t' b
где м> — ширина линии передачи, t — толщина фольги линии передачи, Ь — высота слоя диэлектрика между двумя экранами, ег — эффективная диэлектрическая проницаемость диэлектрика.
В связи с тем, что она является лишь приближением к реальным процессам в линии передачи, была создана модель линии передачи (рис.1а). Для наиболее точного приближения к существующему в реальной линии передачи распределению поля в качестве возбуждающего порта был использован волноводный порт с существенным перекрытием ширины центрального проводника линии передачи, а в качестве нагрузки использовалось шесть параллельно соединенных нагрузок с сопротивлением по 300 Ом (рис.1б), что позволяет максимально корректно нагрузить свободный конец линии и добиться минимального уровня паразитных отражений.
2
1
m
а) б)
Рис.1. Модель симметричной полосковой линии передачи: а) внешний вид линии передачи (верхняя металлизация и диэлектрик скрыты для наглядности), виден порт возбуждения (слева) и три верхние нагрузки (справа); б) вид на нагрузки с торца линии. Волноводный порт просматривается в дальней части (чёрный), шесть параллельно включенных нагрузок по 300 Ом на переднем плане создают хорошо согласованную нагрузку для линии
После выполнения моделирования и оптимизации по критерию минимума S11 в рабочей полосе частот была получена новая ширина линии передачи, значение которой отличалось от ранее вычисленного на 13%. С учетом явно не указанных напрямую граничных условий применимости рассматриваемого аналитического выражения такую точность можно считать достаточной для начального приближения.
В качестве элемента связи между линией и излучающим антенным элементом была выбрана щель связи, повернутая относительно линии связи на 45°. Выбор такого простого элемента связи [3], а не одного из многочисленных более сложных вариантов [4-6] обусловлен малыми размерами антенной системы и технологическими ограничениями. Благодаря проведённой оптимизации ее геометрических размеров удалось получить надлежащее качество согласования антенной системы (рис.2) и добиться уровня кросспо-ляризации в области главного лепестка диаграммы направленности на уровне 10 дБ. Такая величина существенно облегчает работу радара, снижая уровень
помех от аналогичного устройства встречного автомобиля.
В качестве основной составляющей антенной системы автомобильного радара были выбраны спаренные антенны, расположенные с шагом 0,451, таким образом, чтобы расстояние между фазовыми центрами столбцов не превышало длины волны. Такое решение позволяет предотвратить формирование дифракционных лепестков.
Внешний вид разводки питающих линий антенной решетки максимального размера (16 на 8 элементов) представлен на рис.За, а общий внешний вид антенной системы — на рис.Зб. В основании каждого делителя находится согласующий элемент, изменением размера которого производится согласование пары антенных элементов.
Размеры антенных элементов в столбце антенной системы выбраны равными, так как задачи снижения уровня боковых лепестков ниже стандартной для случая отсутствия специального АФР не предъявлялось.
Рис.2. Семейство графиков коэффициентов для питающих портов антенной решетки. Разброс графиков связан с взаимным влиянием столбцов антенной решетки
□ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □
□ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □
□ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □
□ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □
□ □ □ □ □ □ □ □ □ □
□ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □
□ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □
□ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □ □
а)
б)
Рис.3. Антенная решётка с максимальным числом излучающих элементов: а) схема питания антенных элементов; б) внешний вид антенной системы. Снаружи видны только излучатели, все линии передачи скрыты внутри структуры
РагНеИ Огейр/Ку АЬз (РЫ=90) О
РагРей Пит-пГгЛу АЬэ (ТЬйа=90) О
РИ1= 90
РИ 1=270
270
ТИйа / Оедгее у^;. с!Е
а)
РЫ / Редгее уэ. 6В\ б)
Рис.4. Сечение диаграммы направленности антенной решётки в плоскости ф=0о (а) и 9=0° (б)
Представленная на рис.Зб антенная система предназначена для использования в качестве приёмной антенной решётки автомобильного радара дальнего радиуса действия (до 180 метров). Реализуя коэффициент усиления в 26,7 дБ, она, совместно с аналогичной антенной на 8 спаренных столбцов для передатчика, обеспечивает необходимый для этого уровень энергопотенциала радиолокатора. Сечения диаграммы направленности в плоскостях ф=0° и 0=0° представлены на рис.4а и 4б соответственно, а отсутствие дифракционных лепестков при сканировании в рамках углов сканирования ±6° — на рис.5.
Все остальные антенные решетки меньшего размера, необходимые для работы каналов с большим диапазоном углов сканирования и меньшей дальностью, строятся аналогичным образом, уменьшая число спаренных каналов и/или заменяя спарки на одиночные столбцы. Качество согласования и поляризационные характеристики у них мало отличаются от представленных выше, а ширина диаграммы направленности в азимутальной плоскости становится близкой к заданной при разработке радиолокационного комплекса.
Рис.5. Семейство диаграмм направленности антенной решетки при сканировании лучом в пределах ±6 градусов. Дифракционные лепестки отсутствуют
Заключение
В ходе выполнения электродинамического моделирования было разработано семейство антенных систем автомобильных радиолокаторов. Использование круговой поляризации позволяет повысить уровень развязки радиолокаторов, установленных на разных автомобилях, снизив уровень взаимных помех.
Результаты моделирования показывают, что возможно обусловить высокий уровень согласования и качественные диаграммы направленности антенной системы одновременно с обеспечением теплового режима трансиверов КВЧ диапазона.
Отсутствие переходных отверстий между линией передачи и антенными элементами обеспечивает независимость антенной системы от соответствующих погрешностей изготовления, которые были бы весьма критичными из-за малых размеров антенного элемента.
Работа выполнена в СПбГЭТУ «ЛЭТИ» при финансовой поддержке Министерства науки и высшего образования Российской Федерации в рамках Соглашения № 075-11-2019-053 от 20. 11 2019 г. (на основании постановления Правительства Российской Федерации от 9 апреля 2010 г. №218) по теме: «Создание отече-
ственного высокотехнологичного производства систем безопасности автотранспорта на основе блока управления и интеллектуальных датчиков, включающих миллиметровые радары диапазона 76-77 ГГц».
1. Dassault Systèmes, CST STUDIO SUITE 2019 GPU Computing Guide. Available at: http://updates.cst.com/ downloads/GPU_Computing_Guide_2019.pdf (accessed 18.09.2020).
2. Wadell B.C. Transmission line design handbook. Artech House, 1991, pp. 126-129.
3. Hansen R. Cross polarization of microstrip patch antennas. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 1987, vol. 35, no. 6, pp. 731-732. doi: 10.1109/TAP.1987.1144154.
4. Wen-Shyang Chen, Chun-Kun Wu, Kin-Lu Wong. Squarering microstrip antenna with a cross strip for compact circular polarization operation. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 1999, vol. 47, no. 10, pp. 1566-1568. doi: 10.1109/8.805900.
5. Porokhnyuk A., Ueda T., Kado Y. et al. Beam antenna with circular polarization rotation switching based on passive components. 2014 44th European Microwave Conference, Rome, 2014, pp. 327-330. doi: 10.1109/EuMC.2014.6986436.
6. Ferrero F., Luxey C., Staraj R. et al. A Novel Quad-Polarization Agile Patch Antenna. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 2009, vol. 57, no. 5, pp. 1563-1567. doi: 10.1109/TAP.2009.2016790.
