Новые электрически сканирующие антенны миллиметрового диапазона волн Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

-

===========================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 4

Электродинамика, микроволновая техника, антенны

УДК 621.396.9

Э. Ф. Зайцев, А. Б. Гуськов, А. С. Черепанов

Санкт-Петербургский государственный политехнический университет

Новые электрически сканирующие антенны миллиметрового диапазона волн

Представлено одно из перспективных направлений, развивающихся на кафедре радиофизики СПбГТУ: разработка антенн нового класса - интегральных фазированных антенных решеток с фер-ритовым управлением (ИФАР). Антенны построены на планарных интегральных структурах бегущей волны и управляются намагничиванием ферритовых слоев. ИФАР имеют малую толщину - около X/2, отличаются чрезвычайно простым управлением - для сканирования в одной плоскости нужно менять лишь один управляющий ток и наиболее эффективны в миллиметровом диапазоне волн, где они являются самыми дешевыми из электрически сканирующих антенн. Ширина луча может составлять 1.5...5°, сектор сканирования - до ±45°, КПД равен 40... 50%. Описаны различные варианты конструкции ИФАР, методы снижения боковых лепестков и увеличения сектора сканирования, а также особенности управления лучом таких антенн. Приведены характеристики экспериментальных макетов линейных антенн 8- и 4-мм диапазонов, а также двухмерной ИФАР 8-мм диапазона волн.

Антенна, узкий луч, электрическое сканирование, миллиметровые волны, феррит

В настоящее время к диапазону миллиметровых волн (диапазону КВЧ) наблюдается повышенный интерес. Диапазон находится на стыке диапазонов сверхвысоких частот (СВЧ) и световых волн, а поэтому обладает преимуществами и первого, и второго. Как и СВЧ, миллиметровые волны имеют окна "прозрачности" в атмосфере и не рассеиваются в тумане и в пыльном воздухе. Как и световые волны, миллиметровые волны обладают большой информационной емкостью и характеризуются малыми поперечными размерами волноведущих структур. Поэтому антенны миллиметровых волн могут быть достаточно компактными и даже при малых геометрических размерах иметь высокий коэффициент усиления и узкие лучи.

© Э. Ф. Зайцев, А. Б. Гуськов, А. С. Черепанов, 2003

3

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 4======================================

Работа многих радиотехнических систем основана на применении направленных антенн с электрически управляемым положением луча - фазированных антенных решеток (ФАР). Обычные ФАР, выполненные на основе дискретных элементов (излучателей, фазовращателей и т. д.) имеют сложную дорогостоящую конструкцию и сложное управление лучом, а потому неприемлемы для диапазона миллиметровых электромагнитных волн, где расстояния между элементами решетки становятся слишком малы (единицы миллиметров). Поэтому задача создания ФАР с простым электрическим управлением лучом и низкой себестоимостью представляется очень актуальной. Для решения этой задачи в середине 80-х гг. на кафедре радиофизики СПбГТУ предложено и получило развитие новое научное направление - интегральные фазированные антенные решетки (ИФАР) на основе электрически управляемых ферритодиэлектрических структур. В статье дается описание конструкции и принципа работы таких антенн, а также приведены экспериментальные характеристики ряда действующий макетов.

Устройство и принцип действия антенны. На рис. 1 и 2 представлены конструкции линейной и планарной антенн соответственно. Главный элемент антенны - трехслойная волноведущая ФДФ (феррит-диэлектрик-феррит)-структура. Нижняя поверхность ФДФ-структуры 3 металлизирована 4, на верхней поверхности 1 расположены излучающие диполи 9. Диэлектрический слой, в отличие от ферритовых антенн, является не сплошным, а выполнен в виде одного стержня 7 (рис. 1) или нескольких параллельных стержней 7 (рис. 2). В промежутках между стержнями уложены провода управляющей обмотки 6. Ряды излучающих диполей расположены строго над диэлектрическими стержнями. Вся структура размещена на жестком основании из керамики 5.

Каждый диэлектрический стержень вместе с прилегающими к нему участками фер-ритовых слоев образует волновод. Волна, распространяющаяся вдоль этого волновода, возбуждает токи в диполях, которые, в свою очередь, излучают пространственную волну. Фазовый сдвиг между токами в соседних диполях, а вместе с ним и направление максимума излучения зависят от фазовой скорости волноводной моды v: sin 0 = q - nk¡dx , где 9 - угол между направлением луча и нормалью в плоскости x0z (Н-плоскость) (рис. 1);

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 4

q = c/v - коэффициент замедления волноводной моды (с - скорость света); n - целое число; X - длина волны; dx - расстояние между диполями вдоль оси x.

Ток в управляющей обмотке намагничивает ферритовые слои в противоположных направлениях параллельно оси y. Изменение магнитной индукции B в ферритовых слоях изменяет величину q и приводит к сканированию луча в Н-плоскости.

В планарной антенне (рис. 2) для сканирования в поперечной (Е-) плоскости необходимо управлять фазами волн, возбуждаемых на входах ФДФ-волноводов. Это можно сделать различными способами, которые будут обсуждены далее.

На краях ФДФ-структуры между слоями феррита расположены не диэлектрические, а ферритовые плоские стержни - магнитные замыкатели 2. Они обеспечивают замыкание магнитного потока между краями верхнего и нижнего слоев. Этим достигается выравнивание намагниченности в обоих слоях и вдоль координаты y, а также уменьшение тока в обмотке управления.

Благодаря высокой проницаемости материала диэлектрика (s = 37... 40) -

водной моды концентрируется в диэлектрическом стержне и вблизи него. Поэтому в планарной антенне связь между соседними волноводами ничтожно мала. При оптимальном выборе толщины диэлектрика диапазон изменения значений q за счет намагничивания феррита максимален. Из графика на рис. 3 видно, что при Х = 8 мм qmax - qmin = 0.73

(кривая q+ ) (В = -0.3...0.3 Тл), что дает сек-

тор сканирования 0тах -0^ = 43°. Общая ' q

толщина ФДФ-структуры около X/ 5 . ^^^^ 4.0 q+

В обычных антеннах бегущей волны, ко- 3.8^

гда луч направлен по нормали, происходит синфазное сложение отражений от излучате- 3.6 - q-

лей, которое приводит к сильному рассогласо- _____ 3.4 —

ванию антенны, искажению диаграммы на- 1 1 3.2 i i

правленности и к падению усиления (так назы- _ 0.3 - 0.2 - 0.1 0 0.1 0.2 В, Тл ваемый эффект нормали). В предлагаемых ан- рис. 3

теннах намагниченный феррит является невзаимной (необратимой) средой и волна обратного направления распространяется с другой скоростью (рис. 3, кривая q-). Это позволяет устранить эффект нормали во всем секторе сканирования, что является бесспорным преимуществом таких антенн. Однако невзаимность приводит и к тому, что в режиме приема и в режиме передачи луч антенны имеет разное направление.

Амплитуды токов в диполях убывают от входа антенны, поскольку мощность возбуждающей волноводной моды частично расходуется на излучение и на поглощение в самом волноводе. Связь диполей с волноводом можно варьировать, изменяя поперечные размеры ФДФ-структуры. Увеличение связи повышает КПД антенны, поскольку уменьшаются потери мощности в волноводе. Однако чрезмерно сильная связь невыгодна, так как амплитуды токов диполей убывают очень быстро, а это влечет расширение луча и снижение усиления.

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 4======================================

Существует оптимальная величина связи, при которой усиление максимально. В антенне с

узким лучом (1.5... 2) ° и оптимальной связью затухание волны за счет излучения и затухание за счет потерь приблизительно одинаковы и КПД антенны равен -3 дБ.

Различные варианты построения антенны. Простейшим вариантом является линейная или планарная антенна с одномерным сканированием. Питание линейной антенны осуществляется от стандартного прямоугольного волновода, а планарной антенны - через секториальный Е-рупор. В обоих случаях на входе каждого диэлектрического стержня ФДФ-структуры устанавливается согласующий трансформатор, выполненный из диэлектрика с в = 3. Разработанный трансформатор обеспечивает КСВ не более 1.5 в широкой полосе частот. На противоположный конец волноведущей структуры наносится поглотитель (см. рис. 1, 8) для уменьшения отражений.

Описанный вариант может применяться в тех случаях, когда к антенне не предъявляются очень высокие требования по уровню боковых лепестков (который в этом случае составляет -12 дБ), а главными критериями являются минимальная стоимость и простота управления лучом (однотоковое управление).

Выбором величин #тах, Чтп и ^х/А всегда можно добиться, чтобы сектор сканирования располагался почти симметрично относительно нормали. В этом случае антенна 8-мм диапазона волн имеет сектор ±20°, такой же сектор обеспечивается и при X > 8 мм . В диапазоне X = 3...4 мм сектор сканирования ±10° .

Возможен другой выбор величин #тах, qmin и ёх/ А, при котором почти весь сектор

сканирования располагается по одну сторону от нормали (рис. 4). Если теперь переключить вход антенны к противоположному концу ФДФ-волновода (рис. 4, а), то сектор сканирования переместится по другую сторону от нормали. В результате общий сектор ска-

Согласующие

г

1 1 1

б

Рис. 5

- 40 - 20 0 20 е, ... ° б

Рис. 4

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 4

нирования практически удваивается (рис. 4, б).

Антенна с низким уровнем боковых лепестков схематически изображена на рис. 5. Обе половины антенны питаются через тройник, выполненный тоже из ФДФ-волноводов (рис. 5, а). Распределение токов в диполях спадает в обе стороны от центра антенны (рис. 5, б). Около центра один диполь или два отсутствуют, однако это не увеличивает, а дополнительно снижает уровень боковых лепестков до -20...-23 дБ . Данный факт вначале был установлен расчетным путем и в дальнейшем подтвержден экспериментально.

Обратимся к планарным антеннам. Двухмерное сканирование можно реализовать несколькими способами. Самый простой - питание через Е-рупор и проходные фазовращатели (рис. 6). Эти фазовращатели выполнены на такой же ФДФ-структуре, но каждый управляется отдельно. Длина фазовращателя 15...20 мм. Управляющий магнитный поток каждого ферритового слоя замыкается через П-образные ферритовые элементы, на которые намотаны обмотки (рис. 6, б). Если антенна содержит N рядов диполей, то N управляющих токов необходимы для сканирования в Е-плоскости и еще один общий ток - для сканирования в Н-плоскости, т. е. всего (N +1) токов.

Поглотитель ФДФ-антенна

Провода

E-рупор

г*»

¡ш

Вход

Фазовращатель

Диэлектрик-

Ферритовый П-элемент

Í

Si

Ферритовые слои

Провода

а

Поглотители

1

Рис. 6

С целью уменьшения размеров питающий рупор можно заменить полым волноводом с отверстиями связи в боковой стенке.

Следующий вариант антенны (рис. 7) содержит электрически управляемый распределитель мощности. Это - такой же ФДФ-волновод, как и в антенне, но вместо излучающих диполей на его боковой поверхности расположены щелевые или дипольные элементы связи с волноводами антенной решетки. Намагничивающий ток в обмотке такого распределяющего волновода изменяет фазы волн, возбуждающих волноводы антенной решетки и обеспечивает сканирование лучом в Е-плоскости. Таким образом двухмерное сканирование реализуется с помощью всего двух управляющих токов. Од-

t,

i

V

DDDDDDDDDDDDDD

DDDDDDDDDDDDDD

DDDDDDDDDDDDDD

DDDDDDDDDDDDDD

Согласователи

t

Вход

ФДФ-волновод ФДФ-

с элементами волноводы

связи с диполями

Рис. 7

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 4======================================

нако предельная простота управления лучом достигается ценой увеличения потерь на 2...3 дБ по сравнению с антенной, приведенной на рис. 6.

Более высокие характеристики могут быть достигнуты в активной антенне. На рис. 8 представлены ее схематическое изображение (рис. 8, а) и возможная практическая реализация (рис. 8, б). Антенна состоит из электрически управляемого ФДФ-распределителя мощности 1 со щелевыми элементами связи 5, микрополосковых интегральных усилителей 4 и микрополосковых излучателей 3. Щели расположены в слое металлизации на верхней ферритовой пластине ФДФ-волновода 1.

2

2

2

1л L 1 L

Г júú

[ г т г 1 1 : □ □

4

а

б

Рис. 8

Для такой антенны потери мощности в ФДФ-структуре становятся несущественными благодаря усилителям, коэффициент усиления которых не менее 20 дБ. В этом случае приемная антенна имеет отношение усиление/температура ((О/Т), близкое к Б/Та , где Б - коэффициент направленного действия, Та - шумовая температура усилителя. Иными

словами, эта антенна эквивалентна антенне без потерь мощности с точно такой же диаграммой направленности излучения.

Изменением параметров щелевого соединения ФДФ-волновода 1 и микрополосковой линии 2 можно изменять коэффициент связи в широких пределах. За счет этого можно подобрать коэффициенты связи ФДФ-волновода с каждым каналом так, чтобы реализовать убывающее к обоим краям распределение амплитуд и низкий уровень боковых лепестков. В результате достигается сочетание хороших характеристик антенны с простым управлением лучом, а также с низкопрофильной (маловыступающей) конструкцией. Оптимальной по стоимости является планарная антенна с одномерным сканированием, поскольку число усилителей равно числу рядов излучателей, т. е. сравнительно невелико. Такая антенна удобна для применения в коротковолновой части сантиметрового диапазона.

Управление лучом. Типичная зависимость углового положения луча от тока управления представлена на рис. 9. Ее форма подобна гистерезисной кривой намагничивания феррита. Чтобы устранить неоднозначность углового положения луча, необходимо всякий раз перед его новой установкой произвести перемагничивание феррита (сброс) в состояние насыщения (например, отрицательного) и затем монотонно изменять ток до заданного значения. Тогда будет получена однозначная характеристика, показанная на рисунке сплошной линией (пунктирные линии соответствуют движению луча при сбросе). 8

2

1

3

-Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 4

Минимальное время переключения составляет 5 мкс. В течение быстрого переключения энергия в основном расходуется в феррите: она не зависит от времени

9, ..

о

переключения и определяется как _ 1.5

E = VHc Л6, где V _ объем феррита; Hc _

коэрцитивная сила; Л6 _ общее изменение магнитной индукции, равное, в среднем, 2Bm, (Bm _ индукция "технического" насыщения). Для планарной антенны 8-мм диапазона волн, содержащей 550 диполей,

Рис. 9

20

значение Е около 2 мДж, т. е. на один излучающий элемент приходится 4 мкДж. Если луч переключается с частотой 1 кГц, то поглощаемая в феррите мощность равна 2 Вт, при частоте 10 кГц она возрастает до 20 Вт.

Статическое положение луча поддерживается протекающим через обмотку постоянным током. Необходимая для этого мощность в рассматриваемой антенне равна 2.. .4 Вт.

Если частота переключения не превышает 1 кГц, то выгодно использовать режим магнитной памяти. В этом случае после сброса на обмотку подается установочный импульс напряжения. Амплитуда импульса постоянна, поэтому приращение магнитной индукции будет прямо пропорционально длительности импульса. После окончания импульса луч антенны немного сдвигается назад (по одной из пунктирных линий на рис. 9 от точки, обозначенной круглым маркером, до точки на оси ординат, отмеченной треугольным маркером) и остается в этом положении сколь угодно долго. В данном состоянии цепь управления вообще не потребляет мощность.

Для учета влияния температуры на углотоковую характеристику (рис. 9) антенна должна быть снабжена термодатчиком, сигнал которого подается на управляющий процессор.

Разработаны блоки электронного управления лучом для линейной и планарной антенн, работающих как с магнитной памятью, так и без ее использования. Они обеспечивают точность установки луча не хуже 0.2°.

Описанный способ управления применяется, если необходимо переключать луч из произвольного направления в любое иное заданное направление. Режим периодического качания луча (например, в обзорных радарах) реализуется значительно более просто: на обмотку подается напряжение прямоугольной формы (меандр), которое приводит к качанию луча с почти постоянной угловой скоростью. В этом случае сброс в состояние насыщения феррита не требуется, не нужен и датчик температуры. Достаточно обеспечить постоянство амплитуды и частоты управляющего напряжения _ при этом размах колебания луча стабилизируется автоматически. В отличие от коммутационных фазированных решеток, здесь обеспечивается непрерывное (без скачков) перемещение луча (как при механическом вращении антенны). Это дает возможность применить специальную обработку сигнала с целью подавления боковых лепестков.

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 4======================================

Экспериментальные результаты. Экспериментальный образец линейной антенн 8-мм диапазона волн показан на рис. 10. Он имеет длину 250 мм и содержит 62 излучающих диполя. Ширина луча 2°, сектор сканирования ±20° (Н-плоскость), диапазон значений тока управления ±0.7 А, расход мощности около 1 Вт. Усиление антенны составляет 27 дБ при наличии цилиндропараболического рефлектора, сужающего луч в Е-плоскости до 5°.

Рис. 10

Испытан также образец планарной антенны с близкими параметрами (рис. 11), управляемый только двумя токами. Антенна содержит электрически управляемый распределитель мощности, обеспечивающий сектор сканирования в Е-плоскости ±20°. Сектор сканирования в Н-плоскости (-33... + 8)°. Токи управления: ±300 мА в Н-плоскости и ±500 мА в Е-плоскости.

Рис. 11

Разработан и испытан образец линейной антенны 4-мм диапазона волн (рис. 12). Антенна снабжена рупором, обеспечивающим сужение луча в Е-плоскости до 15°. Ее основные параметры: рабочая частота 76...77 ГГц; ширина луча 2.0° в Н-плоскости, 15° в Е-плос-

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 4

кости; усиление 22 дБ; уровень боковых лепестков -11 дБ; сектор сканирования 15°; ток управления ±700 мА.

Представленные антенны решают проблему электрического сканирования в диапазоне частот от 10 до 90 ГГц. Они имеют планарную интегральную конструкцию, простое управление лучом и в настоящее время являются самыми дешевыми среди всех известных сканирующих антенн. Антенны могут выполняться в различных вариантах в зависимости от предъявляемых требований. Возможны применения антенн:

• в качестве малогабаритных радаров Рис. 12 (автомобили, суда, вертолеты);

• в системах мобильной связи;

• в высотомерах и системах посадки;

• в системах управления движением транспорта;

• в системах межспутниковой связи.

Библиографический список

1. MM-wave integrated phased arrays with ferrite control / E. F. Zaitsev, Yu. P. Yavon, Yu. A. Komarov et al. // IEEE Transaction on Antennas and Propagation. 1994. Vol. 42, № 3. P. 305-310.

2. Innovative integrated ferrite phased array technologies for EHF radar and communication applications, revolutionary developments in phased arrays / A. S. Cherepanov, A. B. Guskov, Yu. P. Yavon et. al. // IEEE international symposium on phased array systems and technology, 15-18 Oct. 1996, Boston, Massachusetts, US. P. 74-77.

3. Low profile, 2D-scanning MMW antenna controlled by two currents / E. F. Zaitsev, A. B. Gouskov, A. S. Cherepanov et al. // 1998 MTT-S international microwave symposium digest 98.2 Vol. II. P. 1001-1002.

4. First design of novel MM-wave patch-ferrite phased array / E. F. Zaitsev, A. B. Guskov, A. S. Cherepanov, G. A. Yufit // Millennium conference on antennas & propagation (AP2000), 9-14 April 2000, Davos, Switzerland. Abstracts. Vol. 1: Antennas. ESA, 2000. P. 602.

E. F. Zaitsev, A. B. Guskov, A. S. Cherepanov

Saint-perersburg state polytechincal university

New Millimeter Wave Band Antennas with Electrical Scanning

New class of antennas - Integrated Phase Array (IPA) - is developed in radiophysics department of SPbSPU. The antennas are based on a planar integrated ferrite traveling wave structure and are controlled by the magnetizing of ferrite elements. IPA has low profile design with thickness about half-wavelength. A beam control is very simple: ID-scanning is provided by 1 control current only. In millimeter wave band

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 4======================================

IPA have lowest cost of electrically scanning antennas. The beamwidth can be 1.5...5°, the scanning sector up to ±45°, efficiency 40...50%. different IPA design, methods of side lobe minimization and scanning sector widening are described. The characteristic property of IPA control is also discussed. Characteristics of linear IPA for 8-mm and 4-mm band and 2D IPA for 8-mm band are presented.

Antenna, electronically scanning, narrow beam, millimeter waves, ferrite

Статья поступила в редакцию 14 мая 2003 г.

УДК 621.396.204

Г. А. Костиков, М. И. Сугак

Санкт-Петербургский государственный электротехнический

университет "ЛЭТИ"

Энергетические характеристики длинного монополя при импульсном возбуждении

Рассмотрены энергетические характеристики длинной несимметричной вибраторной антенны над проводящей плоскостью, возбуждаемой коротким импульсом. Найдены мгновенные распределения тока и заряда, амплитудные диаграммы направленности, коэффициент полезного действия и энергетический коэффициент направленного действия для различных радиусов излучателя.

Вибраторная антенна в импульсном режиме, мгновенные диаграммы направленности, энергетический коэффициент направленного действия

В настоящее время в системах радиолокации, подповерхностного зондирования и связи широко используется режим излучения антеннами сверхкоротких импульсов (СКИ). Исследованию антенн в импульсном режиме посвящено большое количество работ, например [1]-[5], однако значительное их число основано на простой модели распределения тока, неточно учитывающей геометрию антенн. В частности, в [1], [5] постулировано токовое распределение, представляющее собой две бегущие волны постоянной амплитуды, не зависящие от радиуса излучателя. Достоинством подобного подхода является простота выражений для поля в дальней зоне, однако при этом принципиально отсутствует возможность дать сравнительную оценку характеристикам антенн с изменением этого радиуса. В тоже время совершенно очевидно, что тонкие (высокодобротные) антенны должны уступать по энергетическим характеристикам "толстым" антеннам при излучении импульсных сигналов, хотя бы в силу того, что они существенно ограничивают спектр сигнала. Вместе с тем практически важные зависимо-

12

© Г. А. Костиков, М. И. Сугак, 2003