Анализ частотных характеристик входных каскадов СВЧ операционных усилителей для сложных функциональных блоков радиационно-стойкой аппаратуры Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»



УДК 621.37

А.С. Будяков, Н.Н. Прокопенко, В.Г. Манжула

АНАЛИЗ ЧАСТОТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК ВХОДНЫХ КАСКАДОВ СВЧ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ ДЛЯ СЛОЖНЫХ ФУНКЦИОНАЛЬНЫХ БЛОКОВ РАДИАЦИОННО-СТОЙКОЙ АППАРАТУРЫ НОВОГО ПОКОЛЕНИЯ

Операционные усилители (ОУ) в последнее время стали часто использоваться при построении высококачественных сложных функциональных (СФ) блоков систем связи с гигагерцовыми рабочими частотами [1]. Возможности современных технологий с транзисторами на основе гетеропереходов кремний-германий ^Юе ГБТ) позволяют строить СВЧ ОУ с частотами единичного усиления единицы-десятки ГГц [2]. Однако СВЧ ОУ не получили достаточно широкого распространения вследствие повышенного влияния паразитных параметров корпуса и высокой стоимости изделий. Построение СВЧ ОУ как СФ блока, системы на кристалле [3] создает предпосылки обеспечения многофункциональной элементной базой систем связи диапазона частот в несколько ГГц при существующем на сегодняшний день уровне развития SiGe технологий.

Рассмотрим три основные схемы (рис. 1), как базовые варианты для построения однока-

а)

+3,3 в

б)

+3,3 в

УТ11

>г<

скадного ОУ с предельной частотой единичного усиления. Для обеспечения устойчивости ОУ в схеме со 100-процентной обратной связью необходимо, чтобы частота второго полюса / была выше частоты единичного усиления ОУ /р (для случая двухполюсной частотной характеристики разомкнутого коэффициента усиления ОУ). Так, например, для формирования частотной характеристики петлевого усиления разомкнутого ОУ по Баттерворту с запасом по фазе 60° необходимо обеспечить / // — 2. Отсюда следует, что для сравнения частотных характеристик схем корректно провести анализ расположения полюсов схем ОУ.

Частота расположения первого полюса для схем на рис. 1 б и в определяется одним и тем же выражением:

СО1

со

1.3

/? Г

выхвых

(1)

в)

+3,3 в

с

/ см.1 0

УТ21 УГ12 Вых.1

>г<

см.2

©о-ГУТ32 /смз© О-Г

Вх.1

о-Г VT31

к

УТ22 Вых.2

Е

□

+1,8 В

Вх.2 о-Г УТ42

<

М13-М43 60/0.13

Вых.З

УТ53

+ 1,8 В

Вх.З о—

М63 20/0.13

Рис. 1. Упрощенные схемы перспективных ОУ

где ю12, ю13 - частота первого полюса для схем на рисунках б и в, соответственно; Лвых - эквивалентное активное сопротивление на выходе соответствующей схемы; Свых - эквивалентная выходная емкость на выходе соответствующей схемы. Для схемы на рис. а частота первого полюса определяется также постоянной времени в цепи базы входного транзистора:

1

®п =-, (2)

ЯДСэб31 + СК631(1 + А"уЛ)] + ЯВЫХСВЫХ

где Ку 1 = gm31Rвьж - коэффициент усиления на постоянном токе схемы; Яс - выходное активное сопротивление источника сигнала; Сэб, Скб, Скп -паразитные емкости между соответствующими выводами транзистора; gm - малосигнальная крутизна соответствующего транзистора.

Второй ближайший полюс схемы на рис. а образован выходным сопротивлением источника сигнала (Лс), паразитными сопротивлениями транзистора (гб - объемное сопротивление базы транзистора) и паразитной эквивалентной входной емкостью схемы:

1

га,, =

(Яс+г6)-СвхД +

-эбЭ! кб31

^-к631 + (^э«31 + Сц631) ' Сеых

-.(3)

&т31 ' Скб31

Если постоянная времени на входе схемы имеет достаточно малое значение, то преобладать будет постоянная времени, обусловленная крутизной gm31 и соответствующими емкостями в схеме.

В схеме на рис. б существенное влияние оказывает также постоянная времени, образованная паразитной емкостью в цепи эмиттера VT32:

®2.2 =-^-• (4)

(Кс + Гб ) " Свх.2 +-(Скб42 + Скп42 + Сэб32 )

ЯтЪ7

Частота второго полюса в схеме на рис. в определяется как

1

®2.3

(5)

(*с + Гзбэ) ' Свх.З

где С 1 = Сб31 + [1 + К( р)] • С ; С 2 = Сб41 +

^ вх.1 эб31 L кб31' вх.2 эб41

+ С _„ (&т42); С , = С „ + С „ - эквивалентные

кб42 \ £ ^ у' вх.3 зи63 зс63

входные емкости схем на рис. 1, а, б и в соответственно; гз63 - сопротивление затвора М63.

Для минимизации постоянной времени второго полюса в схемах на рис. 1 следует уменьшать

сопротивления на входе и паразитные входные емкости.

Проведем сравнение входной емкости схем рис. 1 вблизи частоты единичного усиления ОУ. Эта емкость определяет расположение второго полюса в схемах, а значит и запас по фазе.

В схеме на рис. а входная паразитная емкость складывается из емкости эмиттер-база и эквивалентной емкости коллектор-база VT31:

С 1 = Сб31 + [1 + К( р)] • Сб31,

вх.1 эб31 /л кб31'

(6)

где Ку - коэффициент усиления замкнутого ОУ. Емкость эмиттер-база биполярного транзистора состоит из диффузионной емкости (С^) и емкости обедненной области р-п перехода эмиттер-база (С&р):

(7)

С = С + С

эб31 dif йер'

Как известно, если транзистор работает не в микрорежиме, то практически соблюдается соотношение:

Cdif Сйер'

(8)

При этом емкость эмиттер-база биполярного транзистора определяется приближенным выражением:

'эб

: СсИ/ ~ тб 3 '

1э Фт

(9)

где 1Э - статический ток эмиттера; фт ~ 26 мВ -температурный потенциал.

Заметим, что величина |Ку (ую)| на частоте второго полюса обычно достаточно мала. Поэтому основная составляющая входной емкости - это диффузионная емкость эмиттер-база входного транзистора С^ и в первом приближении можно

считать:

Свх.1 ~ Сэ631 ~ —

-'э.31

Фт

(10)

В схеме на рис. б входная емкость определяется аналогично (10), т. к. эффект Миллера ослаблен применением каскодной схемы и доминирующей ёмкостью является С^:

Э.42

"вх.2

Фт

(11)

В схеме на рис. в эффектом Миллера в транзисторе М63 можно пренебречь, поэтому входная емкость определяется выражением:

С = С + С

вх.3 зи63 зс63'

(12)

В результате проведенного анализа можно сделать следующие выводы: частота второго полюса в схеме на рис. а в первую очередь определяется постоянной времени на входе схемы. Повышать частоту второго полюса предпочтительнее за счет уменьшения входной емкости схемы. Входная емкость схем на рис. а и б определяется диффузионной емкостью эмиттер-база и зависит от тока эмиттера входного транзистора. Входная емкость схемы на рис. в не зависит от режима и определяется паразитными емкостями входного МОП транзистора.

Устойчивость рассматриваемых схем ОУ определяется, в основном, входной эквивалентной емкостью. В схемах на рис. а и б следует также учитывать эффекты более высоких порядков. Значительное влияние эффектов высших порядков в схемах (см. рис. 1) затрудняет их анализ, поэтому предпочтительнее провести моделирование частотных характеристик. Необходимо оценить входную емкость биполярного и полевого транзистора, чтобы понять, какой тип транзисторов следует использовать во входном каскаде. Исходя из результатов моделирования, можно более точно определить зависимость запаса по фазе от параметров схемы.

Для определения входной емкости на частоте второго полюса было проведено моделирование

с помощью схемы на рис. 2 (элементы С0^0, С1^1 предназначены для установления статического режима и не влияют на динамические параметры схемы). Сравним эквивалентную входную емкость биполярного и полевого МОП транзисторов (рис. 3). Размеры и статический ток стока МОП транзистора МО были выбраны в соответствии с рекомендациями [2].

Плотность тока стока на мкм ширины затвора МОП составляет 0,25мА/мкм. Успех применения рекомендаций [2] заключается в минимизации входной емкости за счет выбора малых размеров МОП транзистора, за что, однако, приходится платить повышенными значениями статического тока для получения достаточного коэффициента усиления на постоянном токе и частоты единичного усиления (иСВ). Биполярный транзистор Q0 имеет максимум частоты единичного усиления / = 170 ГГц при токе коллектора 4 мА.

Представляет интерес найти ток коллектора биполярного транзистора, при котором его входная емкость равна входной емкости МОП транзистора. Входная емкость транзисторов в схеме на рис. 2 была промоделирована как

1

г =

^ПУ

где 3 ) - мнимая часть входного импеданса транзистора; / - частота источника сигнала.

Рис. 2. Схема измерения входной емкости биполярного и полевого транзисторов

Рис. 3. Зависимость входной емкости биполярного и МОП транзисторов от статического тока коллектора (стока)

Как показывают результаты моделирования схемы на рис. 2, при токе коллектора 1 мА входная емкость биполярного транзистора равна входной емкости МОП транзистора (рис. 3). Отсюда следует, что при токе коллектора менее 1 мА схемы на рис. 1, а и б могут иметь более высокую частоту второго полюса, чем схема на рис. 1, в. Кроме того, схема на рис. 1, а может иметь более высокое значение запаса по фазе за счет меньшей «электрической длины».

а)

Разработанные выше рекомендации и методики проектирования каскадов были положены в основу построения практических схем СВЧ ОУ (рис. 4) на базе топологии блока кристаллов 0_T214_bench_WW, изготовленных на фабрике Института 1НР (Германия) по технологии SG25H2. К схемотехническим особенностям ОУ можно отнести построение отрицательной обратной связи по синфазному сигналу на основе токового зеркала Q4, Q9, которая обеспечивает

б)

■ШШШш

ЩШшШЯ^

^Ди^ШИ- ЩшШ НрщН ЯЯаШДИ

шШшшт

вш

Рис. 4. Схема (а) и топология (б) кристаллов СВЧ ОУ

100М 1G

Frequency, Hz

Рис. 5. Частотные характеристики СВЧ ОУ

стабилизацию статического режима и минимизирует влияние выходной проводимости Q4 на коэффициент ослабления входной синфазной составляющей.

Схема ОУ (рис. 4, а) обладает запасом по фазе 57°, частотой единичного усиления по однофазному выходу - 12,3 ГГц, тогда как дифференциальное значение соответствует 23 ГГц. Площадь топологии (рис. 4, б) составляет 110 мкм х 130 мкм без контактных площадок. Частотные характеристики данного ОУ приведены на рис. 5.

В таблице представлены основные параметры ОУ, построенного на основе схемотехнического и топологического решения, приведенного на рис. 4.

Таким образом, проведенный анализ частотных характеристик вариантов входных каскадов позволил сформировать рекомендации и разработать методики проектирования СВЧ ОУ для гигагерцового диапазона на основе SiGe технологий.

Статья подготовлена в рамках госконтракта № П507 ФЦП «Научные и научно-педагогические кадры инновационной России (2009-2013 гг.)».

Параметры СВЧ ОУ по одному выходу

Название СВЧ ОУ Один выход, /ср> ГГц Дифференциальный ВЫХОД, /ср, ГГц Ку (разомкнутый), дБ Запас по фазе, градусы Входная точка компресс-сии, дБм Выходная точка компрессии, дБм Коэффициент шума, дБ Напряжение питания, В Потребляемый ток, мА

Условия измерения Уровень 0 дБ Уровень -6 дБ Rti= 50 Ом Один выход /с=2ГГц /с=2ГГц /с=2ГТц

ccfbipoa v2 (ОА-1) 12,3 23 38,4 57 -19,2 -3,8 19 4 17,5

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Budyakov, A. Design of Fully Differential OpAmps for GHz Range Applications [Текст]/А. Budyakov, K. Schmalz, N. Prokopenko [et al.y/Про-блемы современной аналоговой микросхемотехники : сб. матер. Междунар. науч.-практ. семинара. Ч. 1 / Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2007.-С. 106-110.

2. Voinigescu, S.P. Design Methodology and Applications of SiGe BiCMOS Cascode Opamps with up to 37-GHz Unity Gain Bandwidth [Текст]/ S.P. Voinigescu [et al.]//IEEE CSICS, Techn. Digest. -Nov. 2005. -P. 283-286.

3. Немудров, В.Г. Системы на кристалле. Проектирование и развитие [Текст]/ В.Г. Немудров, Г. Мартин. - М.: Техносфера, 2004. - 216 с.