Метод повышения коэффициента усиления SiGe-ОПЕРАцИОННЫХ усилителей с низковольтным питанием Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

гулирование, хотя в системе с МР оно отсутствовало. Осуществив оптимизацию ПР по критерию (8) в пространстве трех полюсов системы с МР и совмещенным синтезом на основе преобразования (10), получим переходный процесс без перерегулирования (кривая у (0 на рис. 5).

Оптимизация ПР высокого порядка непосредственно в (2т - 1)-пространстве параметров неэффективна по затратам времени и не гарантирует обеспечение устойчивости. Процесс оптимизации в пространстве полюсов регуляризируется процедурой используемого алгебраического метода синтеза. В общем случае размерность этого пространства (параметров метода синтеза) равна

количеству параметров регулятора (2т - 1), а при синтезе на основе структурных преобразований может быть снижена до т.

Предложенная методика оптимизации с тремя различными вариантами процедур совмещенного синтеза позволяет осуществлять компьютерную настройку параметров ПР целенаправленно и эффективно. При этом в процессе оптимизации для оценивания критерия следует использовать нелинейную модель динамики САУ, учитывающую ограничение выхода регулятора и другие нелинейности.

Параметрическая оптимизация аналоговых ПР с совмещенным алгебраическим синтезом проводится аналогичным образом [2, 4].

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Изерман, Р. Цифровые системы управления [Текст]/Р. Изерман; пер. с англ.-М.: Мир, 1984.

2. Козлов, В.Н. Теория автоматического управления. Компьютерные технологии: учеб. пособ. [Текст]/В.Н. Козлов, Н.В. Ростов.-СПб.: Изд-во Политехн. ун-та, 2008.

3. Куо, Б. Теория и проектирование цифровых систем управления [Текст]/Б. Куо; пер. с англ.-М.: Машиностроение, 1986.

4. Ростов, Н.В. Компьютерные технологии в науке. Синтез и оптимизация: учеб. пособ. [Текст]/Н.В. Ростов. -СПб.: Изд-во Политехн. унта, 2008.

5. Ростов, Н.В. Синтез и автоматизация проектирования электромеханических исполнительных систем автоматических манипуляторов:

Автореф. дис. ... канд. техн. наук. [Текст]/Н.В. Ростов. -Л.: ЛПИ, 1986.

6. Franklin, G.F. Feedback Control of Dynamic Systems: [Текст-j/G.F. Franklin, J.D. Powell, A. Emami-Naeini; 4 ed//Upper Saddle River. -Prentice Hall, 2002.

7. Ogata, K. Discrete-Time Control Systems [Текст]/К. Ogata; 2 ed//Upper Saddle River. -Prentice Hall, 1995.

8. Ogata, K. Modern Control Engineering [Текст]/К. Ogata; 4 ed//Upper Saddle River. -Prentice Hall, 2002.

9. Rostov, N.V. Computer-Aided Design of Digital Control Systems [Текс^/N.V. Rostov, S. Chae, Y.S. Oh. -SPbSTU Publishing Center, 2001.

УДК 621.37

Н.Н. Прокопенко, П.С. Будяков, В.Г. Манжула

метод повышения коэффициента усиления

SiGe-ОПЕРАцИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ С НИЗКОВОЛЬТНЫМ ПИТАНИЕМ

Внедряемый российскими предприятиями для производства радиоэлектронной аппаратуры (РЭА) нового поколения SiGe технологический процесс SGB25VD не допускает построения схем с р-п-р транзисторами, используемых в классиче-

ских схемотехнических решениях активных нагрузок в виде токовых зеркал [1-3]. Это не позволяет применять традиционные активные нагрузки в ОУ СВЧ диапазона. Как следствие, в качестве элементов коллекторной цепи входного каскада

ОУ разрешается использовать только пассивные элементы - резисторы. В конечном итоге данное требование ограничивает Ку входного дифференциального каскада и ОУ в целом.

Рассматриваемое ниже схемотехническое решение позволяет повысить в 8-20 раз коэффициент усиления по напряжению Ку при выполнении цепи коллекторной нагрузки входного каскада в виде сравнительно низкоомных (600-800 Ом) резисторов, расширить частотный диапазон и уменьшить э.д.с. смещения нуля (и ).

Схема предлагаемого ОУ приведена на рис. 1. В статическом режиме коллекторные токи (7к) транзисторов VT1, VT2 и VT3 устанавливаются источниками тока 11 и 12:

I, = Л = Л = 4

к1 к2 к3 0'

(1)

где 10 = 12 = 1,

Через резисторы нагрузки R1 и протекают статические токи, равные 210.

Если на вход Вх.(+)1 подается напряжение ивх, то это вызывает увеличение коллекторного тока

транзистора VT1 и уменьшение коллекторного тока транзистора VT2.

Как следствие, напряжение на токовом выходе 2 увеличивается. При этом приращение и2 передается на выход ОУ, а затем через общий эмиттерный выход токового зеркала ПТ1 в узел 1. Следует обратить внимание на то, что в предлагаемой схеме вследствие ее структурных особенностей обеспечивается равенство переменных напряжений:

и.. ~ и = и. (2)

63 вых 1 4 '

Изменение и1 приводит к изменению тока г1 через эквивалентное сопротивление гэкв1 в цепи первого токового выхода 1 входного дифференциального каскада ДК1:

г = (3)

'1 г >

экв.1

где г , = Я, || Я , || Я , - эквивалентное со-

экв.1 1 вв1х.1 вх.пт1

противление в узле 1; Явых1 - выходное сопротивление входного дифференциального каскада ДК1 по первому (1) токовому выходу; Я . ~ да -

Рис. 1. Операционный усилитель с цепью взаимной компенсации резисторов коллекторной нагрузки R1 и R2

эффективное входное сопротивление токового зеркала ПТ1.

Причем

ЯЬКЛ « (Гэ.1 + Гэ.2 ) ^ (3)

где г = гэ2 = 2фт /I - сопротивления эмиттерных переходов транзисторов VT1, VT2; ц ~ 10-3 - коэффициент внутренней обратной связи транзистора УГ1.

Приращение тока г поступает на вход токового зеркала ПТ1 и далее на его выход - в цепь второго (1) токового выхода входного дифференциального каскада ДК1.

Поэтому в узле «А» происходит взаимная компенсация тока г2 через гэкв 2 током г через гэкв 1. При этом разностный ток в узле «А»:

г — г2 + гб з К1121-1 — м2

К,

¡12

(5)

\

7" V

\ экв.2 экв.1/

где К.12 - коэффициент передачи по току токового зеркала ПТ1; гэкв 2 - эквивалентное сопротивление в узле «А»; гвхБУ - входное сопротивление буферного усилителя БУ1.

Если в частном случае выбрать г . = г _ и

* экв.1 экв.2

К = 1, то эквивалентное сопротивление в узле «А» (Л2экв), влияющее на К, не зависит от R1, R2 и будет определяться сопротивлением нагрузки Ян, приведенным к базе транзистора VT3.

Поэтому коэффициент усиления по напряжению предлагаемой схемы слабо зависит от абсолютных величин сопротивлений резисторов R1 и R2, которые могут быть достаточно низкоомными:

(6)

Г-~ IV РбУ^Н

гг _ вх.БУ _ у.шах ~

ГЛ + Гэ2

2к

где гэ = фт /I - дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода i-го транзистора; фт = 25 мВ - температурный потенциал; I - статический ток эмиттера транзисторов VT1 и VT2.

Таким образом, в схеме на рис. 1 на один-два порядка уменьшается влияние сопротивлений резисторов нагрузки R1 = И2 на коэффициент усиления Ку по напряжению ОУ, при этом максимальный коэффициент усиления по напряжению Ку тах схемы определяется свойствами нагрузки ЯН, подключаемой к выходу. Входные и выходные импедансы токового зеркала ПТ1 практически не влияют на К, т. к. токи через них не изме-

В результате в предлагаемой архитектуре ОУ улучшается более чем на порядок Ку тах, причем

это обеспечивается при использовании низко-омных резисторов в качестве нагрузки R1 и R2 (например: Я1 = Я2 = 700 Ом), а также при низковольтном напряжении питания (±2В).

Дальнейшее развитие схемы показано на рис. 2. Ее особенность - расширение полосы частот (улучшение частотных характеристик Ку = ф(/)) за счет введения конденсатора С3, емкость которого рассчитывается по формуле:

С - С

(7)

где СХ2 > СХ1 - суммарная емкость в цепи второго (2) токового выхода входного дифференциального каскада ДК1; СХ1 - суммарная емкость в цепи первого (1) токового выхода входного дифференциального каскада ДК1.

Как уже отмечалось, основная особенность схем рис. 1 и рис. 2 - равенство напряжений в узлах 1, 2 и на выходе:

и 1 = (У2 = У^ , (8)

где и\ - комплекс напряжений в г-м узле схемы.

Как следствие, переменная составляющая тока через емкость С1Х < С2Х компенсирует переменную составляющую тока через емкость С^х. Однако эта компенсации без введения конденсатора С3 будет неполной, т. к. С2Х складывается не только из емкости резистора (Сд), емкости на подложку С2 транзистора VT2, выходной емкости токового зеркала ПТ1 (С4 « 0), но и емкости Скб3 транзистора VT3, а также емкости нагрузки Сн, пересчитанной в цепь базы транзистора VT4 в виде С*. Таким образом, без конденсатора С3 выполняется неравенство:

С1Е< С2Х. (9)

Поэтому «искусственное» увеличение эквивалентной емкости в узле 1 создает условия для расширения полосы частот ДУ более чем в 4-5 раз. В результате введения конденсатора С3 в схеме рис. 2 реализуется равенство:

С3 + С1Е= С2Х . (10)

Заметим, что в традиционных схемах введение шунтирующего конденсатора С3 параллельно любым цепям передачи сигнала привело бы к сужению полосы пропускания ОУ.

На рис. 3 приведены амплитудно-частотные характеристики сравниваемых схем при 100 % отрицательной обратной связи. Из этих графиков

Рис. 2. Способ расширения частотного диапазона ОУ

следует, что классический ОУ при 100 % обратной связи имеет коэффициент передачи Кп ~ -1 дБ, что обусловлено сравнительно небольшим его усилением в разомкнутом состоянии. В то же время

предлагаемый ДУ при емкости коррекции между узлами 2 и 3 (Скор = 7 пФ) имеет Кп= -0,005 дБ до частоты 2,8 ГГц.

На рис. 4, а приведена схема ОУ (см. рис. 2)

„„=7пФ / >

(1кНг, -50.24т № 1

) прототип;

(- -)

(2.871СН1, .05<№>

21.55С , -4.13

Рис. 3. Амплитудно-частотные характеристики сравниваемых схем ОУ при 100 % отрицательной обратной связи

а)

б)

Рис. 4. Схема ДУ (см. рис. 2): а - в среде компьютерного моделирования Cadence и ее амплитудно-частотная характеристика; б - без обратной связи при разных С4

в среде Cadence, а на рис. 4, б - зависимость ее верхней граничной частоты (по уровню -3дБ) от емкости дополнительного конденсатора С3. Введение данного конденсатора расширяет полосу пропускания ОУ в 4-5 раз, что не наблюдается в классических схемах.

Рассмотренный метод повышения коэффициента усиления и расширения диапазона рабочих частот имеет существенные преимущества по сравнению с известным по коэффициенту усиления по напряжению К^, частотному диапазону и, как показывает эксперимент, напряжению смещения нуля.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Патент Франции № 2409640

2. Патент США № 5.886.577

3. Voinigescu, S.P. Design Methodology and Applications of SiGe BiCMOS Cascode Opamps with up

to 37-GHz Unity Gain Bandwidth [Текст]/З.Р. Voinigescu [et al.]//IEEE CSICS, Techn. Digest.-Nov. 2005.-Фиг. 2. P. 283-286

УДК 535.241.19

С.А. Рогов, С.В. Розов, В.В. Скороход

УВЕЛИЧЕНИЕ ДИНАМИЧЕСКОГО ДИАПАЗОНА АКУСТООПТИЧЕСКОГО АНАЛИЗАТОРА СПЕКТРА С ПОМОЩЬЮ АВТОМАТИЧЕСКОЙ РЕГУЛИРОВКИ УСИЛЕНИЯ

Акустооптические устройства находят применение для спектрального и корреляционного анализа сигналов и решения других задач обработки информации, где требуется высокая скорость выполнения математических преобразований. Достоинства акустооптических (АО) устройств по сравнению с чисто электронными аналогами -простота, меньшие габариты, энергопотребление

и стоимость. Их недостатком считается сравнительно низкий динамический диапазон, связанный с нелинейностью АО взаимодействия. Практически он не превосходит 30-40 дБ.

С целью увеличения динамического диапазона АО устройств могут использоваться различные приемы, например, двухканальные системы [1] или устройства интерференционного типа [2, 3],