CC BY
530
Юрова О.В., , Зуев В.Д. ЛАБОРАТОРНЫЙ МАКЕТ И ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНЫЕ ИССЛЕДОВАНИЯ ВОЛОКОННО-ОПТИЧЕСКОГО ДАТЧИКА ЧАСТОТЫ ВРАЩЕНИЯ. БЛОК ФОРМИРОВАНИЯ СИГНАЛОВ. ЧАСТЬ II
В статье описывается разработка блока формирования сигналов. Производится выбор комплектующих, наиболее полно соответствующих требованиям по улучшению характеристик датчика.
Как показано в статье «Лабораторный макет и экспериментальные исследования волоконнооптического датчика частоты вращения. Блок формирования сигналов. Часть I», импульсы фототока, получаемые от фотодиода, могут иметь амплитуду порядка 3 нА, зависящую от качества полировки торцов оптического волокна и зеркальных полос светомодулирующего диска, расстояния между торцом оптического кабеля и светомодулирующим диском, а также разброса коэффициентов преобразования свето-и фотодиодов. А для надежной работы порогового устройства поступающие на него импульсы должны иметь амплитуду не менее 0,5...1 В, то есть усилитель должен обеспечивать коэффициент усиления порядка 20000 (86 дБ).
Полоса рабочих частот усилителя (0,4...80)-103 Гц и, соответственно, необходимая площадь усиления: 20000-80000 = 1, 6-109 Гц. Такой усилитель невозможно построить на одном ОУ, поэтому возникает задача оптимизации, уменьшения числа корпусов используемых микросхем и уменьшения общего числа навесных радиоэлементов.
Рассмотрены некоторые варианты реализации усилителя на основе следующих типов операционных усилителей:
1. Общего применения с внутренней частотной коррекцией - 14 0УД6; 14 0УД7; КР14 0УД18 и двухка-
нальные К140УД20.
2. Общего применения с внешней частотной коррекцией - 153УД2; 153УД6; К553УД2.
3. Быстродействующие - КР544УД2А; КР574УД1А.
4. Токоразностные (усилитель Нортона) - К14 01УД1.
ОУ общего применения с внутренней частотной коррекцией имеют типовое значение площади усиления
1 МГц [1], а для обеспечения усиления 20000 на частоте 80000 Гц число N требуемых каскадов усиле-
* -|^
ния определится из выражения
80000
= 20000 . Округляя N в сторону увеличения до ближайшего цело-
го числа, получим N = 4.
При использовании двухканальных ОУ типа К14 0УД2 0 потребуется два корпуса микросхем и порядка двадцати навесных элементов, задающих режим работы.
В ОУ с внешней частотной коррекцией при больших значениях коэффициента усиления можно уменьшать емкости корректирующих конденсаторов, тем самым расширяя рабочую полосу частот (площадь усиления), или вводя коррекцию с опережением по высокочастотным составляющим, что увеличивает ско-
рость нарастания выходного сигнала и расширяет частотный диапазон. Потребуется два корпуса ОУ и порядка 10.12 навесных элементов.
Быстродействующие ОУ имеют площадь усиления 15.20 МГц, поэтому достаточно двух корпусов микросхем и порядка 10.12 навесных элементов, т.е. аналогично ОУ с внешней частотной коррекцией. Но быстродействующие ОУ имеют токи потребления в 3.5 раз больше, чем ОУ общего применения, и они менее устойчивы по сравнению с универсальными ОУ. Поэтому для предотвращения генерации применяют дополнительные цепи частотной коррекции и фильтрации питающего напряжения.
В усилителях Нортона выходной сигнал определяется разностью входных токов, а не напряжений, как в обычных ОУ. Для входных сигналов такой усилитель представляет собой практически короткозамкнутую цепь. Работа с токовыми сигналами, а не с напряжениями, позволяет расширить полосу рабочих частот усилителя и получить в неинвертирующем включении в режиме малого сигнала на частоте 1 МГц усиление в 100 раз. Этот усилитель имеет внутреннюю частотную коррекцию и работает от однополярного источника питания, что может способствовать уменьшению массы и габаритов устройства.
Кроме того, в одном корпусе микросхемы К14 01УД1 содержится 4 усилителя Нортона, что позволит ввести дополнительные узлы (усилитель-ограничитель, буферный повторитель) без привлечения дополнительных корпусов микросхем.
Произвена экспериментальная проверка полосы пропускания усилителей. Граничными частотами fГр или fср полосы пропускания считаются частоты, на которых коэффициент передачи усилителя уменьшается на 3 dB, что соответствует уменьшению амплитуды ивых до 0,7 от значения амплитуды по средней частоте.
Испытывались усилители типов 14 0УД6А; 14 0УД7; 153УД6 и К14 01УД1. Первые три усилителя по-
очередно включались в схему, показанную на рисунке 1.
Рисунок 1 - Схема испытаний ОУ
Испытательное напряжения иВх с амплитудой 1 В делится приблизительно в 10 0 раз делителем Я1, Я2, установленным непосредственно рядом с ОУ, а затем с помощью ОУ, охваченного отрицательной обратной связью через К5, усиливается в сто раз, то есть выходной сигнал ивых должен практически повторять Цех. На экране осциллографа легко заметить любые отклонения этих двух сигналов. Частота Цех изменялась от 2 кГц до Ггр«
ОУ с внутренней частотной коррекцией 14 0УД6А и 140УД7 показали одинаковые результаты. Для них Гср = 17 кГц.
ОУ 153УД6 имеет три стандартных варианта частотной коррекции. В первом варианте номинал корректирующей емкости зависит от коэффициента усиления К?, Скор = 30/К?. Для К? >10, Скор = 3 пФ (рисунок 2).
Рисунок 2 - Первый вариант частотной коррекции ОУ 153УД6
Для К=10 0 устанавливаем Скор=3,6 пФ. Получим ГГр=110 кГц. В пределах полосы пропускания амплитудно-частотная характеристика ровная, монотонная.
Коррекция с опережением по высокочастотным составляющим сигнала основана на свойствах двухкаскадной структурной схемы в инвертирующем включении (рисунок 3).
Рисунок 3 - Второй вариант частотной коррекции ОУ 153УД6
Высокочастотная часть спектра сигнала подается через форсирующий конденсатор С1 непосредственно на вход второго каскада ОУ, минуя первый каскад, построенный на низкочастотных р-п-р транзисторах. Для сохранения устойчивости усилитель часто охватывается емкостной петлей отрицательной обратной связи через конденсатор С2. Эта цепь компенсирует действие входной емкости ОУ. Инвертирующий вход ОУ заземляется через диод В1 для улучшения формы сигнала.
Первый эксперимент проведен только с конденсатором С1. Конденсатор С2 отсутствовал. Получена неравномерная частотная характеристика. С частоты 4 5 кГц начался рост усиления, достигший максимума, равного 200 на частоте 165 кГц. Затем усиление уменьшалось и на частоте 250 кГц снова стало равным 10 0. На более высоких частотах проверку провести не смогли, поскольку используемый генератор имеет верхнюю рабочую частоту 250 кГц.
Неравномерность частотной характеристики свидетельствует о потенциальной неустойчивости усилителя.
При установке конденсатора С2 номиналом 3,6 пФ получили: рост усиления начинается с 45 кГц,
максимум усиления (120) достигается на частоте 140 кГц, на частоте 195 кГц снова #*=100. Определить граничную частоту не позволяет использованный генератор (^х = 250 кГц).
Характеристика стала значительно ровнее, но еще имеется неравномерность. Увеличением номинала конденсатора С2 можно добиться необходимой характеристики.
Сложная двухполюсная схема коррекции показала неудовлетворительные результаты (рисунок 4).
Рисунок 4 - Третий вариант частотной коррекции ОУ 153УД6
С частоты 4 кГц начинался рост усиления, достигающий максимума 230. На частоте 35 кГц усиление снова уменьшается до 10 0, граничная частота равна 43 кГц.
Наиболее подходящей является коррекция по первому варианту (см. рисунок 2), как наиболее простая, не требующая подбора элементов.
Так как ОУ К14 01УД1 работает с токовыми входными сигналами, схема его включения изменена. На рисунке 5 показано инвертирующее включение ОУ.
Рисунок 5 - Инвертирующее включение усилитель Нортона
Резисторы Я4 и Я5 задают режим работы ОУ по постоянному току, при котором ЦВЫх=6 В. Коэффициент передачи усилителя на переменном токе равен 100. Для этого усилителя получили fгр = 65 кГц и равномерную амплитудно-частотную характеристику.
В неинвертирующем включении ОУ усилитель обеспечил fгр = 250 кГц при равномерной амплитудночастотной характеристике (рисунок 6).
Рисунок 6 - Неинвертирующее включение усилителя Нортона
Таким образом, эксперименты показали целесообразность использования ОУ типа К1401УД1. Он обеспечивает широкую полосу пропускания (250 кГц) без дополнительных элементов частотной коррекции (в отличие от ОУ 153УД6).
Необходимо ограничить амплитуду выходного сигнала на уровне 1.1,5 В.
Было предложено и опробовано несколько вариантов схем ограничения выходного напряжения. Наилучшие результаты показала схема, приведенная на рисунке 7.
Рисунок 7 - Схема двухстороннего ограничения выходного напряжения токоразностного усилителя
Режим усилителя по постоянному току (в отсутствие входного напряжения) задается резисторами К2 и К4* . Чтобы начальное напряжение на выходе ОУ было равно половине питающего напряжения, должно выполняться условие Я4~Я2/2. Транзистор УТ2 в начальном состоянии должен быть открыт, поэтому напряжение на его базе, задаваемое делителем К5, К6* устанавливают меньше начального выходного напряжения ОУ.
Переход «база-эмиттер» транзистора УТ1, включенный в обратном направлении, выполняет роль стабилитрона. Его напряжение стабилизации (напряжение пробоя) должно быть немного выше начального выходного напряжения ОУ. При этом ток через К3 протекать не будет и цепь КЗ, УТ1 не оказывает влияние на выходное напряжение.
Входные токи токоразностного усилителя составляют несколько десятков микроампер и именно при таких токах должны проявляться стабилизирующие свойства р-п перехода. Переход «база-эмиттер» маломощных планарных ВЧ транзисторов в обратном включении имеет крутую предпробойную характеристику и проявляет стабилизирующие свойства при токах в единицы мкА и менее. Обычные же стабилитроны
имеют рабочие токи в единицы мА и более пологую предпробойную характеристику, особенно низковольтные стабилитроны с напряжением стабилизации менее 6,8 В. Поэтому применять обычные стабилитроны в рассматриваемой схеме невозможно.
Таким образом, при отсутствии входного сигнала ток по цепи КЗ, VT1 не протекает, VT2 открыт (насыщен) и обратная связь замыкается только через Я4*. На выходе ОУ напряжение близко к половине напряжения питания. При подаче на вход схемы сигнала положительной полярности напряжение на выходе также вырастает. При достижении выходным напряжением уровня пробоя управляющего переходом транзистора VT1 через него начинает протекать ток, и в цепь обратной связи подключается резистор К3 небольшого номинала. Коэффициент усиления резко падает и в выходном сигнале формируется горизонтальный участок, то есть при значительном увеличении входного напряжения выходное изменяется незначительно. Таким образом происходит ограничение амплитуды выходного сигнала положительной полярности.
При подаче на вход схемы сигнала отрицательной полярности напряжение на выходе также уменьшается. Базовое напряжение транзистора VT2 задано делителем К5, К6 и остается постоянным. При уменьшении напряжения на эмиттере VT2 последний выходит из насыщения, входит в усилительный режим. Сопротивление коллектора транзистора резко возрастает, ток в цепи обратной связи (Я4*, VT2) резко уменьшается. В выходном сигнале формируется горизонтальный участок - происходит ограничение амплитуды выходного сигнала отрицательной полярности.
Напряжение стабилизации обратновключенного р-п перехода транзистора VT1 постоянно (для транзисторов КТ306, КТ307, КТ316 и т.п. близко к 6,2 В). Поэтому напряжение верхнего порога ограничения мы регулировать, изменять не можем. Изменить амплитуду положительного участка выходного сигнала можно, смещая начальную рабочую точку усилителя изменением номинала резистора R4*. Установив подбором К4* требуемую амплитуду положительных участков выходного сигнала, подбором номинала К6* устанавливают требуемый уровень ограничения для отрицательных участков выходного сигнала.
Пороговое устройство (компаратор) должно обеспечивать выходной импульсный сигнал с амплитудой (9 ± 1) В и током нагрузки, как втекающим, так и вытекающим, не менее 45 мА.
Выберем микросхему 521СА3 (аналог LM111) [2, 4]:
Этот универсальный компаратор может работать от однополярного источника питания, напряжение которого можно выбирать в пределах от 5 до 3 0 В, который имеет высокий коэффициент усиления и обеспечивает необходимое нам значение выходного тока. Но выходной каскад этого компаратора выполнен на одиночном п-р-п транзисторе, который можно включить либо по схеме с общим эмиттером (открытый коллектор), либо по схеме с общим коллектором (открытый эмиттер). Т. е. сам компаратор может обеспечить либо только втекающий ток (открытый коллектор), либо только вытекающий ток (открытый эмиттер).
Чтобы обеспечить как втекающий, так и вытекающий токи, применен квазикомплементарный каскад, показанный на рисунке 8.
Рисунок 8 - Квазикомплементарный выходной каскад порогового устройства
Каскад такого типа используется, например, в цифровых микросхемах высокопороговой логики серии 511.
Втекающий ток проходит от нагрузки через УЮ1 и открытый выходной транзистор микросхемы (выводы 7 и 1) на общий провод. Транзистор УТ1 при этом закрыт падением напряжения на диоде УЮ1. При закрытом транзисторе микросхемы ток через него и диод VD1 не протекает, транзистор УТ1 открывается базовым током, протекающим от +ид через К1, и через открывающийся УТ1 в нагрузку проходит вытекающий ток.
Недостаток такого каскада - высокий уровень логического нуля (1.1,3) В. Для снижения уровня до (0,5...0,6) В можно в качестве VD1 применить германиевые импульсные диоды или диоды Шоттки. Но поскольку допустим нулевой уровень до 1,5 В, применим в качестве VD1 кремневый импульсный диод типа
2Д522Б.
В качестве УТ1 применен транзистор КТ315Б, допускающий постоянный ток коллектора до 100 мА, резистор Я1 выберем типа С2-23-0,125-3,3 кОм ± 5% [3].
Пороговое устройство, смонтированное по схеме, показанной на рисунке 9, показало хорошие ха-
рактеристики, полностью удовлетворяющие необходимым требованиям. На вход устройства подавали гармонический сигнал с амплитудой 1 В, частоту сигнала изменяли от 300 Гц до 150 кГц. На выходе получали импульсный сигнал прямоугольной формы (меандр). При указанной на рисунке 9 нагрузке длительности фронта и среза импульсов не превышали 0,5 мкс.
Литература
1. Микросхемы для импульсных источников питания и их применение. 2-е изд., испр. и доп. - М.: Издательский дом "Додэка - XXI", 2001.
2. Микросхемы для бытовой аппаратуры: Справочник/И.В. Новаченко, В.М. Петухов, И.П. Блудов, А.В. Юровский. - М.: РиС, 1989.
3. Полупроводниковые приборы. Диоды высокочастотные, диоды импульсные, оптоэлектронные приборы: Справочник/А.Б. Гитцевич, А.А. Зайцев, В.В. Мокряков и др.; Под ред. А.В. Голомедова, - М:
РиС, 1989.
4. Современные линейные интегральные микросхемы и их применения: Пер. с англ. Под общ. Ред.
М.В. Гальперина. - М.: Энергия, 1980.
i 1< 1
.. Г Р!6 И ю
