CC BY
47
УДК 621.372.543.2
ПОЛОСОВЫЕ ФИЛЬТРЫ СВЧ И КВЧ ДИАПАЗОНОВ
© 2012 г. Н.Н. Прокопенко*, С.Г. Крутчинский*, П.С. Будяков*, М.Н. Махмудов**
*Южно-Российский государственный универси- *South-Russian State University
тет экономики и сервиса, г. Шахты of the Economy and Service, Shahty
**Рязанский государственный **Ryazan State University
университет имени С.А. Есенина named for S. Esenin
Исследуется возможность построения активных избирательных усилителей (ИУ), реализуемых по SiGe микроэлектронным технологиям (SGB25VD и др.) для диапазонов частот 1 ^ 50 ГГц. Рассмотрены особенности проектирования RC-фильтров на основе широкополосных усилителей тока. Проводится анализ качественных показателей базовых схем, позволяющий определять параметры основных элементов ИУ. Показано, что для КВЧ диапазона перспективно построение RLC-полосовых фильтров, реализуемых на базе интегральных индуктивностей, имеющих сравнительно низкие добротности. Обсуждаются результаты компьютерного моделирования ИУ на основе широкополосных усилителей тока.
Ключевые слова: полосовой фильтр; оптимальная структура; СВЧ и КВЧ диапазоны; активный RC- и RLC-фильтр; компьютерная модель; добротность; частота квазирезонанса; амплитудно-частотная характеристика; режимная настройка.
The article considered possibility constructing active selective amplifiers (SA) implementing on SiGe microelectronic technologies (SGB25VD, etc.) for the frequency range 1 GHz ^ 50 GHz. The features of the design RC-filters based on current broadband amplifiers are considered. The analysis of quality indicators of basic circuits, allowing to define parameters of the basic elements of SA are considered. Paper is shown the prospects of building RLC-band filters, implemented on the basis of integrated inductors with relatively low Q for mm-wave. The results of computer simulation based on the SA current broadband amplifiers.
Keywords: band-pass filter; optimal structure; MM-WAVE, UHF; active RC-filter; RLC-filter; computer model; Q-factor; quasi-resonance frequency; frequency response; mode tuning.
Введение
Создание современных микроэлектронных систем связи и обработки сигналов СВЧ и КВЧ диапазонов неразрывно связано с разработкой базовых узлов, среди которых особое место занимают частотные фильтры. Технологическая сложность реализации полупроводниковых высокодобротных интегральных индуктивностей предопределяет целесообразность развития теории активных фильтров [1], являющихся, как правило, параметрически высокочувствительными устройствами. В области относительно низких частот для оптимизации этой чувствительности используются многопетлевые структуры [2], базирующиеся на дополнительных межзвенных связях [3]. Однако это требует применения широкополосных активных элементов, у которых частота единичного усиления (/1) значительно превышает произведение частоты полюса (/,) и его добротности (<2). Именно эта причина препятствует применению оптимальных структур в СВЧ и КВЧ фильтрах и приводит к необходимости использовать каскадное включение звеньев второго порядка. В этом случае основной задачей построения таких избирательных усилителей является уменьшение потребляемой мощности и минимизация чувствительности параметров / и 0>.
Постановка задачи
В работе [1] показано, что в звеньях второго порядка (рис. 1) уменьшение потребляемой мощности и увеличение частоты единичного усиления /1 достигается в случае использования в качестве активных элементов неинвертирующих усилителей тока (УТ1) [4 -6], в контуре обратной связи которых включаются как разделенные, так и неразделительные частотозадаю-щие .КС-цепи.
Рис. 1. Обобщенная структура звена полосно-пропускающего типа на базе усилителя тока УТ1
В этом случае (рис. 1) для повышения стабильности частоты полюса (/,) необходимым условием является использование в контуре обратной связи частото-зависимой цепи (ЧЦ) полосно-пропускающего типа
у( jf) =
jffp (Dp - Do)
fp - f2 + jffpD
(1)
p p
где D0 и Dp - затухание нуля и полюса частотно-задающей .КС-цепи.
При этом частота полюса звена совпадает с частотой полюса этой цепи. В этом случае влияние усилителя тока УТ1 направлено только на увеличение добротности Q:
Q - [KD + Dv (1 - Kr )]Л
(2)
Sfp =-5Q = -1 tfDpK
2 f 1
(3)
а их параметрические чувствительности находятся по формуле
f 1 f Sf" =-SQ =-—DnK, fi fi 2 f1 p
(4)
SQ^ - Q(Dp -Do)K
(5)
При решении задачи необходимо учитывать основные параметры полупроводниковых компонентов используемых технологических процессов.
Звенья активных ЙС-фильтров
Приведенные соотношения показывают, что расширение диапазона рабочих частот активных фильтров с архитектурой рис. 1 связано с уменьшением затухания полюса Dp и нуля D0 пассивных частотоза-дающих цепей. В некоторых случаях для этого можно использовать «разделение» цепи второго порядка [12], содержащее дополнительные повторители тока. Однако в области достаточно высоких частот это приводит к увеличению «электрической длины» и уменьшению / усилителей тока. При этом уменьшение Dp в сравнении с мостовыми цепями второго порядка оказывается незначительным [13].
В общем случае для мостовых КС-цепей
где К - коэффициент передачи усилителя тока.
Однако влияние частоты единичного усиления /1) этого активного элемента приводит к изменению как /,, так и Q, причем их относительные изменения 5/р и
SQ определяются из следующего соотношения:
DP+Xu > +vmr
D0=4т (•¡и+у^),
где т, к - отношение номиналов однотипных пассивных элементов (К, С).
Таким образом, как это следует из (2),
Q -
D +
Do ГТ л/mk
(6)
Следовательно, для повторителей тока (Ki = 1) добротность
Приведенные соотношения позволяют определить требуемые параметры К и / для реализации необходимых значений /р и Q, их стабильности, а также сформулировать задачу практического построения усилителей тока.
В области относительно низких частот повышение точности реализации частоты и добротности полюса звеньев второго порядка возможно применением в усилителях тока дополнительных цепей собственной компенсации [7 - 10], направленных на увеличение /1, или созданием специальных структур с дополнительными компенсирующими усилителями, когда относительные изменения (3) компенсируются действием этих дополнительных активных элементов [11]. Однако в СВЧ и КВЧ диапазонах эти подходы приводят к существенному увеличению «электрической длины» и оказываются неэффективными. Именно поэтому в соответствии с (3), (4) общая задача построения таких звеньев связана с минимизацией произведения DpKi -собственного затухания полюса частотозадающей цепи и коэффициента передачи усилителя тока К. Это утверждение согласуется и условием уменьшения чувствительности добротности к нестабильности параметра К:
Q -
4m (Jk + Ук)
(7)
определяется только соотношением номиналов пассивных элементов, а ее параметрическая чувствительность минимизируется при к = 1:
SQ - 0, SQ--1 SQ. - 2Q2.
2
(8)
В этом случае, как это следует из (4), чувствительности /р и Q принимают значения
fp
S fP --SQ Q . f
(9)
Для уменьшения чувствительностей (9) необходимо увеличивать коэффициент передачи К усилителя тока. В этом варианте Dpmln = 3 для равнономиналь-ных КС-цепей. Однако увеличение К связано с пропорциональным уменьшением /1. Тогда при реализации произвольной добротности этот параметр должен удовлетворять условию К < 3 и, следовательно, в этом случае
fp
S/ и14^, SQ = 30 ,
J а
где /а - граничная частота коэффициента передачи по току транзисторов в усилителе тока.
Таким образом, при реализации среднего значения добротности использование повторителей тока
оказывается предпочтительным не только по диапазону рабочих частот. Действительно, возможность оптимизации параметрической чувствительности добротности (8) является дополнительным аргументом в пользу повторителя тока. Кроме этого, такой вариант схемы позволяет уменьшить величину потребляемого тока звеном фильтра.
На рис. 2 показан пример реализации этого варианта звена второго порядка (избирательного усилителя) на базе двух биполярных транзисторов в каскадном включении.
C1 =±=
C2 =Ъ
R1
Вых
VT1
R2
+ ЕС2
TL i
Вх. u
VT2
С3
Ес2
1
R3
Рис. 2. Звено полосового RC-фильтра СВЧ диапазона
В этой схеме fP
1
Q _
2\[m -
1 -a1
4m
Поэтому при
R2 + h1U _ 1 - a1
R
2
реализуется максимальная добротность полюса
Qm
_у (1+ß1) 2^2
Однако в любом случае коэффициент усиления схемы на частоте полюса /р определяется следующим соотношением:
К о = е—^ + КХ1)4к . h11.2 '
Для упрощения процедуры каскадирования такого звена во входной цепи схемы использован дополнительный конденсатор С3. Исключение его влияния на приведенные выше параметры требует выполнения неравенства:
C3 »
'Яз
h11.:
2nfp
На рис. 3 а приведена принципиальная схема СВЧ RC-фильтра, а на рис. 3 б результаты ее моделирования в САПР Agilent ADS на базе SiGe 0,25 мкм технологии (техпроцесс SG25H1 [14]).
С1С2ЗД + Ац.1) '
к = С1/С2 , т = (Я2 + h11ЛV Я1, К = а1,
где к2и = а/ < 1 и НПА - малосигнальные параметры /-го транзистора в схеме с общей базой.
Учитывая, что в данной схеме К/ < 1, реализуемая добротность отличается от рассчитанной по соотношению (7). Из (6) при к = 1 следует, что
где ß1 _a^(1 -a1) - коэффициент усиления тока базы транзистора VT1.
1*10®
1*10"
1*10* 1*1 о14
Частота, Гц
б
Рис. 3. Принципиальная схема звена ^С-фильтра (а) и его амплитудная и фазочастотная характеристики (б)
+
u
а
m
Звенья активных Л£С-фильтров
Согласно соотношениям (3) - (5) существенное уменьшение влияния / транзисторов на реализуемые схемой ИУ параметры и повышение их стабильности достигается уменьшением затуханий нуля и полюса частотозависимых цепей второго порядка. С этой целью в их структуре ИУ можно использовать интегральные низкодобротные индуктивности при сохранении основных свойств частотозадающей цепи (1).
На рис. 4 представлен вариант реализации такой цепи в структуре избирательного усилителя на основе повторителя тока, реализуемого на транзисторе РТ1.
С1
Вых. 2
Ö
-а +
R1
VT1
>
+Ес2
TL
-х
Вых. 1
Рис. 4. Избирательный RLC-усилитель КВЧ диапазона
1
Здесь
fP =
2W LC
D = hii.i\\l
dp = D +
Поэтому, согласно (2) fL
Q=il с /[hii.i+ R(i - ai)]-
(10)
(11)
На рис. 5 а приведена принципиальная схема КВЧ RLC-звена второго порядка, а на рис. 5 б - результаты ее моделирования в САПР Agilent ADS на базе SiGe 0,25 мкм технологии (техпроцесс SG25H1 [14]).
4f>
м
16^
> K0-30 дБ, f,-43,35 ГГц
fbw - 6,01 ГГц h--i
- f - 43,06 ГГц, ф- 0 1 / \
K y ь
ч
Q - 7,23 ••
ч.
90
50
-50
€
-100
Как видно из (10), соотношение С и L определяет Dp и, согласно (3) и (4), влияние / транзистора РТ1. Реализуемый схемой «выигрыш» зависит от добротности полюса схемы. Например, при L = 10 нГн, К = 100 Ом, С = 10 фФ и потребляемом токе в 1 мА получаем, что / = 16 ГГц; 0 = 37; D0 = 0,25; Dp = 0,35.
Поэтому влияние / как на /,, так и на 0, согласно соотношениям (9) и (4), практически на два порядка меньше, чем в КС-звене (рис. 1).
Кроме того, в ^С-варианте возможна режимная настройка реализуемой добротности полюса практически без изменения /,. Действительно, как это следует из (11), изменение входного сопротивления РТ1 й111 =фт/10 под действием статического тока эмиттера (10) влияет только на D0 пассивной цепи.
1 3DX1D1 4оио" 50*ю! eono'TOx-io'ee'io'so««'
Частота, Гц
б
Рис. 5. Принципиальная схема КВЧ RLC-звена второго порядка (а) и результаты ее моделирования в САПР Agilent ADS (б)
В отличие от СВЧ диапазона в КВЧ диапазоне требуется специальная параметрическая оптимизация схемы с учетом влияния прочих, не рассмотренных в работе источников погрешности.
Выводы
К числу оптимальных структур полосовых фильтров СВЧ и КВЧ диапазонов относятся схемы на основе усилителей тока, которые обеспечивают удовлетворительные избирательные свойства в диапазонах 1-50 ГГц.
L
а
Применение SiGe технологических процессов SGB25VD, SGB25H2, SiGe25RH, для которых предельные диапазоны рабочих частот транзисторов достигают сотен гигагерц, позволяет обеспечить проектирование устройств частотной селекции на основе рассмотренных архитектур для новых и перспективных систем связи.
Статья подготовлена при выполнении НИР в рамках Госконтракта № 14.В37.21.0781 ФЦП «Научные и научно-педагогические кадры инновационной России» на 2009 - 2013 годы».
Литература
1. Krutchinsky S.G., Prokopenko N.N. High-frequency sections of active filters of mixed-signal SoC based on current amplifiers // URL: http://mts.isrn.com/autor/submit/elektronics
2. Капустян В.И. Проектирование активных RC-фильтров высокого порядка. М., 1982. С. 160.
3. Крутчинский С.Г., Иванов Ю.И., Крикун И.Я. Расширение динамического диапазона в многоконтурных полиноминальных ARC-фильтрах // Радиотехника. 1989. № 8. С. 15 - 20.
4. Прокопенко Н.Н., Конев Д.Н., Серебряков А.И. Широкополосный аналоговый перемножитель напряжений на базе токовых зеркал // Изв. Южного федерального ун-та. Техн. науки. 2009. Т. 94, № 5. С. 86 - 92.
5. Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., Савченко Е.М. Операционные усилители с обобщенной токовой обратной связью // Всерос. науч.-техн. конф. «Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем (МЭС)» : сб. тр. 2008. № 1. С. 330 - 333.
6. Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., Савченко Е.М., Корне-ев С.В. Предельные динамические параметры операционных усилителей с обратной связью по напряжению и усилителей с «токовой обратной связью» в линейном и нелинейном режимах // Всерос. науч.-техн. конф. «Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлек-тронных систем (МЭс)» : сб. тр. 2006. № 1. С. 229 - 234.
Поступила в редакцию
7. Крутчинский С.Г., Прокопенко Н.Н., Старченко Е.И. Компенсация паразитных емкостей активных элементов в электронных устройствах // Проблемы разработки перспективных микроэлектронных систем : сб. науч. тр. / под общ. ред. академика РАН А.Л. Стемпковского. М., 2006. С. 194 - 199.
8. Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., Ковбасюк Н.В., Крутчинский С.Г., Савченко Е.М. Методы компенсации основных составляющих выходной емкости транзисторов в аналоговых микросхемах // Всерос. науч.-техн. конф. «Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлек-тронных систем (МЭС)» : сб. тр. 2006. № 1. С. 223 - 228.
9. Prokopenko N.N., Budyakov A.S., Kovbasjuk N.V., Krutchinsky S.G., Savchenko J.M. ^mpensation methods of basic transistors output capacitance components in analog integrated circuits // 4th European Conference on Circuits and Systems for Communications, ECCSC '08 sponsors: Romanian Ministry of Education. Bucharest, 2008. С. 77 - 82.
10. Прокопенко Н.Н., Хорунжий А.В., Конев Д.Н. Способ расширения диапазона рабочих частот каскодного дифференциального усилителя // Изв. Южного федерального ун-та. Техн. науки. 2008. Т. 80, № 3. С. 192 - 194.
11. Крутчинский С.Г. Прокопенко Н.Н., Старченко Е.И., Будяков А.С., Савченко Е.М. Опыт разработки и моделирования аналоговых микросхем с предельными параметрами на базе российских биполярных технологий // Проблемы разработки перспективных микроэлектронных систем : сб. науч. тр. / под общ. ред. академика РАН А.Л. Стемпковского. М., 2006. С. 206 - 211.
12. Крутчинский С.Г., Иванов Ю.И., Григорьев В.С. Прецизионные ARC-звенья второго порядка // Изв. вузов. Радиоэлектроника. 1999. Т. 42, № 8.
13. Крутчинский С.Г. Повышение стабильности ARC-устройств на базе унифицированных микрокомпонентов // Изв. вузов Радиоэлектроника. 2002. Т. 45, № 2. С. 55 - 61.
14. Раздел параметров SiGe:C БиКМОП техпроцессов. URL: http: //www.ihp-microelectronics.com/en/services/mpw-proto-typing/sigec-bicmos-technologies.html (дата обращения: 01.08.2012).
30 августа 2012 г.
Прокопенко Николай Николаевич - д-р техн. наук, профессор, зав. кафедрой «Информационные системы и радиотехника», Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса. Тел. (8636)23-72-22. E-mail: prokopenko@sssu.ru
Крутчинский Сергей Георгиевич - д-р техн. наук, профессор, кафедра «Информационные системы и радиотехника», Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса. Тел. (8636)23-72-22. E-mail: sgkrutch@mail.ru
Будяков Петр Сергеевич - аспирант, Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса. Тел. 8-918-505-61-36. E-mail: byduakov@mail.ru
Махмудов Марат Наильевич - канд. физ.-мат. наук, Рязанский государственный университет имени С.А. Есенина. Тел. (4912) 21-80-64. E-mail: m.mahmudov@rsu.edu.ru
Prokopenko Nikolay Nikolaevich - Doctor of Technical Sciences, professor, head of department «Information systems and radioengineering», South-Russian State University of the Economy and Service. Ph. (8636)23-72-22. E-mail: pro-kopenko@sssu.ru
Krutchinsky Sergei Georgievich - Doctor of Technical Sciences, professor, department «Information systems and radioengineering», South-Russian State University of the Economy and Service. Ph. (8636)23-72-22. E-mail: sgkrutch@mail.ru
Budyakov Petr Sergeevich - post-graduate student, South-Russian State University of the Economy and Service. Ph. 8-918-505-61-36. E-mail: byduakov@mail.ru
Makhmudov Marat Nailyevich - Candidate of Science in Physics and Mathematics, Ryazan State University named for S. Esenin. Ph. (4912) 21-80-64. E-mail: m.mahmudov@rsu.edu.ru
