Акустооптический коррелятор с временным интегрированием в системах пассивной радиолокации Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

УДК 535.42:534.321.9

АКУСТООПТИЧЕСКИЙ КОРРЕЛЯТОР С ВРЕМЕННЫМ

ИНТЕГРИРОВАНИЕМ В СИСТЕМАХ ПАССИВНОЙ РАДИОЛОКАЦИИ

ЛОБЫРЕВ В.Б.__________________________

На основании разработанной математической модели акустооптического коррелятора с временным интегрированием определяются зависимости амплитуд выходного сигнала от параметров исследуемого сигнала и параметров акустооптического взаимодействия в разностно-дальномерных системах пассивной радиолокации. Показывается влияние на амплитуду выходного сигнала отличия амплитуд сигналов, подаваемых на оба входа акустооптического коррелятора.

1. Введение

Анализ тенденций развития систем обнаружения воздушных целей показывает, что успешно противостоять растущей мощи средств прорыва ПВО могут лишь системы пассивной радиолокации, которые обеспечивают полную скрытность работы, а следовательно, и высокую выживаемость в условиях боевых действий [1]. Такие системы целесообразно реализовывать на основе разностно-даль-номерного метода, при котором разность расстояний до источника радиоизлучений определяется по положению максимума корреляционной функции сигналов, принятых разнесенными в пространстве приемными позициями.

Корреляционные устройства в системах пассивной радиолокации предназначены для мгновенного измерения частоты, интервала корреляции и классификации радиоизлучений. Одним из перспективных направлений совершенствования приемных устройств систем пассивной радиолокации является применение акустооптических (АО) корреляторов, которым присущи конструктивная простота, надежность и возможность работы в широкой полосе частот в реальном режиме времени [2].

Обычно работу АО корреляторов анализировали эвристически, учитывая, что в выражениях, описывающих выходной сигнал, присутствуют слагаемые, пропорциональные свертке или взаимокорреляционной функции. При этом акустооптическое взаимодействие представляли в виде множителя, полагая его линейную зависимость от амплитуд сигналов на входе АО коррелятора. Это не позволяло анализировать его свойства в зависимости от условий АО взаимодействия, в связи с чем возникла необходимость создания математической модели АО коррелятора.

К особенностям систем пассивной радиолокации можно отнести необходимость применения в разных приемных каналах усилителей с равномерными амплитудно-частотными характеристиками в 12

широкой полосе частот и равными коэффициентами усиления, что не всегда выполнимо.

Рассмотрим выходные характеристики АО коррелятора с временным интегрированием на основании предложенной математической модели, а именно:

— амплитуда корреляционной функции в зависимости от величины р = Afs/Afac (где Afs — ширина полосы частот исследуемого сигнала, причем будем считать, что полоса пропускания АО коррелятора Afac фиксирована);

— амплитуда корреляционной функции в случае, когда поступающие на каждые из двух входов АО коррелятора сигналы отличаются по амплитуде, при различных отношениях р .

2. Постановка задачи и метод решения

Для разработки математической модели АО коррелятора рассмотрим принцип его действия с временным интегрированием [3], схема которого приведена на рис. 1.

Рис. 1. Схема АО коррелятора с временным интегрированием

Основу данного устройства составляют два АО модулятора — 4 и 5, работающих в брэгговском режиме. Модуляторы развернуты на угол Брэгга; первый против, а второй — по часовой стрелке. Благодаря этому световая волна источника когерентного излучения 1, сформированная в световой пучок линзами 2 и 3, после прохождения через модуляторы рассеивается только в дифракционные составляющие +1-го порядка. В математической модели АО коррелятора имеют значение частотновременные (и, соответственно, частотно-пространственные) положения исследуемых сигналов при последовательной дифракции когерентного света на АО модуляторах. Световая волна после взаимодействия с ультразвуковой волной в первом модуляторе отклоняется на угол, пропорциональный величине + k0/k, а после прохождения второго модулятора — на угол - ко /к .

В фокальной плоскости линзы 6 расположен экран 7, задерживающий нулевой порядок дифракции, а линза 8 формирует в выходной плоскости устройства изображения сигналов S (t) и St - г), перемещающихся во встречных направлениях со скоростью

РИ, 2003, № 2

12

звука. В выходной плоскости помещается система приемников излучения 9, формирующая временное интегральное преобразование над входными сигналами. При разной амплитуде входных сигналов значение интегрального преобразования будет различным в зависимости от того, какой по величине сигнал подается на каждый из модуляторов.

Выходной сигнал АО коррелятора будет определяться полосой пропускания каждого из АО модуляторов. Известно, что относительная полоса модулятора (Afac/f) определяется свойствами АО взаи-

модействия и, в частности, величиной волнового параметра Q. При этом

Afac = 4л f Q

(1)

где Q = k^/k ; k0, k — волновые числа ультразвуковой и световой волн соответственно; l — длина взаимодействия световой и ультразвуковой волн; f — центральная частота АО модулятора; Afac — полоса пропускания АО коррелятора.

В математической модели АО коррелятора в качестве входных сигналов использовались ЛЧМ— импульсы с различными длительностями и девиациями частот, а результирующий выходной сигнал определялся как максимальное значение интегрального преобразования в выходной плоскости оптической системы.

При этом предполагалось, что пространство АО взаимодействия, включающее два АО модулятора и линейку фотоприемников, разбивается на n элементарных участков, число которых равно числу приемников излучения — N, причем на каждом элементарном участке частота ультразвуковых сигналов сохраняется постоянной. На рис. 2 условно изображены два сигнала SO и St _0 с линейно изменяющейся частотой, перемещающихся навстречу друг другу вдоль оси Xj и X2 , а в выходной плоскости X3 находится система фотоприемников.

Чтобы установить зависимость амплитудных характеристик АО коррелятора от условий АО взаимодействия, воспользуемся выражениями для описания дифракционной эффективности составляющей первого порядка |щ^2 и его углового положения фі [4]:

2

E1 22 4q s.n2 £0% /S +4q2

Eo 2 ?sin А + 4q1 4&1

tg9i

k2 + k0 ki ,

(2)

(3)

где kj = kcos 9 и k2 = ksin 9 — проекции на оси X и Y волнового вектора k в АО среде; q1 ^An/n^k/k^2 — параметр Рытова; (Дп/п^ — относительное изменение коэффициента преломления АО среды, вызванной ультразвуковой волной в первом модуляторе; ej = 1 - 2ksin 0/ko — параметр относительной расстройки.

Существенно, что в данной модели параметры взаимодействия є = є(<во), q = q(rao), ko = ko(roo) являются функциями от частоты ультразвука.

При слабом АО взаимодействии параметр Дп/п связан линейной зависимостью с амплитудой поступающего на вход АО модулятора сигнала Дп/п = £• A (где A — амплитуда входного сигнала, x — коэффициент пропорциональности), поэтому в исследуемой модели изменяемым параметром примем величину Дп/п .

Дифракционную эффективность световой волны на выходе второго АО модулятора определим из выражения:

№

2

^1 4q| sin2 £0lV e2 + 4q2

A 1max &2 + 4q2 4^1

(4)

здесь ^imax — максимальное значение дифракционной эффективности первого порядка дифракции. Величины расстройки є2 и параметра Рытова q2 определяются из выражений:

є 2

1 2ksin Ф1

ko ,

q2 =

Дп

n

2

(k_ s\

vk0 ,

2

(5)

где (Дп/п^2 — относительное изменение коэффициента преломления среды во втором АО модуляторе.

Очевидно, что автокорреляционная функция будет максимальна R = R max в том случае, если в каждом из АО модуляторов создается такой режим АО взаимодействия, при котором дифракционная эффективность (j^l2 =|^2|2 j достигает максимального значения. Как следует из выражения (2), такими условиями являются:

Рис. 2. К пояснению принципа построения модели АО коррелятора при подаче на его входы двух ЛЧМ—сигналов: SO и St “О

є 1,2- 0 ;

Дп I kl _п п J12 2 2

(6)

РИ, 2003, № 2

13

Рассмотрим пространственно -временные характе -ристики модели. Примем равными рабочие размеры АО модуляторов и фотоприемника. В случае, когда длительность сигнала Т отличается от постоянной АО модулятора т0 = L/Vo (где L — апертура АО модулятора, Vo — скорость ультразвука), требуется ввести величину Smax, указывающую на соответствие числа элементарных участков ЛЧМ—сигнала, на которых частота принимается постоянной, числу фоточувствительных элементов N фотоприемника:

Smax = N • ^0 . (7)

Максимум корреляционной функции R вычисляется по формуле:

Smax

R = Ur = -Т2С , (8)

С=1

где с — номер дискретного смещения сигналов относительно друг друга, в частности, для случая с=0 расположение сигналов изображено на рис. 3.

Если исследуемые сигналы приходят на вход АО модуляторов с некоторой задержкой по времени т, то положение максимума корреляционной функ-

т /

ции будет смещено на величину r = +2N • / .

Рис. 3. График зависимости амплитуды R выходного сигнала АО коррелятора от параметра р = Afs / Mac при различных значениях Ди/n : 1 — Ди/n max; 2 — 0,75(дп/и) max; 3 - 0,5(дп/и) max

3. Результаты

В соответствии с математической моделью АО коррелятора с временным интегрированием рассчитаны амплитудные характеристики корреляционной функции в зависимости от:

— величины параметра р = Ms/Mac при различных значениях Дп/п;

— величины AS, характеризующей отличие по амплитуде поступающих на каждые из двух входов АО коррелятора сигналов, при различных отношениях р .

При расчетах выходных характеристик были применены следующие условия АО взаимодействия:

— длина световой волны X = 0,633 мкм;

— длина взаимодействия 1=0,3 см;

— материал звукопровода —ТеО2 (парателлурит);

— скорость распространения ультразвука V0 =0,617 км/с;

— коэффициент преломления n0 =2,26.

Для выбора режимов работы АО коррелятора целесообразно изучить варианты, при которых в одном из модуляторов (в первом или во втором) сохраняются условия максимальной дифракционной эффективности, а в другом величина сигнала уменьшается относительно этого значения, т.е. сигналы имеют значения S1<S2max и S2<S1max — ввиду отличия коэффициентов усиления каждого из приемных каналов. С учетом этого построены зависимости амплитуды выходного сигнала R (в относительных единицах) от отношений амплитуд сигналов AS = Smax/Si,2 , поступающих в каналы АО коррелятора при различных значениях параметра P = MS/ Mac .

Выходные характеристики АО коррелятора определялись с использованием выражений (2), (4) и (8) при значениях параметра Р = 0,5; 0,7; 1 и 1,3.

Результаты математического моделирования приведены на графиках рис. 4.

Рис. 4. Графики зависимости амплитуды R выходного сигнала АО коррелятора от относительной величины амплитуд сигналов на каждом модуляторе

(а S1< S2max; б S2< S1max)

при различных значениях параметра b:

1 — b = 0,5; 2 — b = 0,7; 3 — b = 1; 4 — b=1,3

14

РИ, 2003, № 2

4. Обсуждение результатов и выводы

Разработанная математическая модель позволила определить зависимости амплитуд выходного сигнала АО коррелятора с временным интегрированием от параметров исследуемого сигнала и показала, что:

1. Увеличение параметра b (при фиксированной полосе пропускания АО коррелятора Afac) приводит к уменьшению амплитуды выходного сигнала R до 10% от максимума.

2. Амплитуда R уменьшается с увеличением разности амплитуд D S сигналов на первом и втором АО модуляторах.

3. Изменение амплитуды сигнала, подаваемого на первый АО модулятор, оказывает большее влияние на амплитуду выходного сигнала R, чем изменение амплитуды сигнала, подаваемого на второй АО модулятор.

4. Уменьшение амплитуды сигнала на 3 дБ, подаваемого на первый АО модулятор, приводит к уменьшению амплитуды выходного сигнала на 24%.

Предложенная автором математическая модель АО коррелятора с временным интегрированием по-

зволяет рассчитывать режимы работы корреляторов при обработке сигналов с различными амплитудами и полосами частот в системах пассивной радиолокации, поскольку показатели качества данных систем зависят от параметров исследуемых сигналов.

Автор считает своим приятным долгом выразить благодарность доктору технических наук, профессору Купченко Л.Ф. за постоянное внимание к работе.

Литература: 1. Рябов Б. Новый облик радиолокации ПВО // Техника и вооружение. 2001. №1. С. 27-29. 2. Наумов К.П., Рогов А.Н., Ушаков В.Н. Акустооптические процессоры корреляционного типа / / Зарубежная радиоэлектроника. 1998. №2. С. 39-48. 3. Парыгин В.Н, Балакший В.И. Оптическая обработка информации. М.: Изд-во МГУ, 1987. 142с. 4. Зильберман Т.Е., Сидоров И.Н., Купченко Л.Ф. К теории дифракции света на ультразвуке // Радиотехника и электроника. 1982. Т.27, №2. С. 241-247.

Поступила в редколлегию 24.01.2003

Рецензент: д-р техн. наук, проф. Купченко Л.Ф.

Лобырев Виктор Борисович, начальник научно-исследовательского отдела радиотехнических измерений научного метрологического центра, соискатель степени канд. техн. наук. Научные интересы: компьютерное моделирование и акустооптика. Адрес: Украина, 61000, Харьков, а/я 7275, тел. 72-80-63.

УДК 621.396

АНАЛИЗ ПОТЕНЦИАЛЬНОЙ ТОЧНОСТИ ОПРЕДЕЛЕНИЯ ВЫСОТЫ ЦЕЛИ В ОБЗОРНЫХ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СТАНЦИЯХ МЕТОДОМ ПАРЦИАЛЬНЫХ ДИАГРАММ

ДУКИНГ.Ю., РЫСАКОВ Н.Д., ХОХЛЮК В.и.

Уточняется алгоритм определения высоты цели методом парциальных диаграмм. Предлагаются выражения для расчета и обосновываются условия получения потенциальной точности.

С широким внедрением в радиолокационных станциях (РЛС) цифровых методов обработки сигналов появилась возможность реализовать исторически известные методы измерения высоты цели Нц в режиме кругового обзора. Одним из них является метод парциальных диаграмм, который используется наряду с методом V — образного луча [1,2]. Представляет научный и практический интерес анализ потенциальной точности измерения высоты цели (Нц) данным методом.

Метод парциальных диаграмм основан на формировании многолепестковой диаграммы направленности (ДН) и анализе параметров отраженных целью импульсов в двух соседних лучах ДН.

Для этого каждый луч ДН “работает” на своей частоте и перекрывается соседним лучом до его оси симметрии, а также с высокой точностью измеряются и запоминаются угловые положения равно-сигнальных направлений (РСН) соседних лучей.

Для пятилучевой ДН таких значений (рис. 1) 1 - 2 2 - 3 3 - 4 4 - 5 ^

четыре — є РСН, є РСН, є РСН, є РСН . При этом угол

места цели — єц можно определять по є рСН соответствующей пары лучей и найденному угловому отклонению — Аєц цели относительно є РСН на основе сравнения информационных параметров сигналов этих лучей, т.е.

єц = єРСН + Аєц • (1)

Тогда высота цели оценивается по очевидному выражению:

Нц = Дн • sins + Ahз, (2)

где Дц — наклонная дальность; ДйЗ— поправка на кривизну Земли и рефракцию радиоволн.

Рис. 1. К пояснению метода парциальных диаграмм

РИ, 2003, № 2

15