CC BY
40
6. Vogt, K. 4-Phase-Rhinomanometry Basics and Practice [Text] / K. Vogt, A. A. Jalowayski // Rhinology. - 2010. - № 21. - P. 1-50.
7. Canbay, E. I. A comparison of nasal resistance in white, Caucasians and blacks [Text] / E. I. Canbay, S. N. Bhatia // Rhinology. -1997. - Vol. 11, Issue 1. - P. 73-75. doi:10.2500/105065897781446801
8. Samolinski, B. K. Changes in nasal cavity dimensions in children and adults by gender and age [Text] / B. K. Samolinski, A. Grzanka, T. Gotlib // Laryngoscope. - 2007. - Vol. 117, Issue 8. - P. 1429-1433. doi:10.1097/mlg.0b013e318064e837
9. Crouse, U. Effects of age, body mass index, and gender on nasal airflow rate and pressures [Text] / U. Crouse, M. T. Laine-Alava // Laryngoscope. - 1999. - Vol. 109, Issue 9. - P. 1503-1508. doi:10.1097/00005537-199909000-00027
10. Seren, E. Frequency spectra of normal expiratory nasal sound [Text] / E. Seren // Am J Rhinology. - 2005. - № 19. - P. 257-261.
11. Марпл-мл, С. Л. Цифровой спектральный анализ и его приложения [Text] / С. Л. Марпл-мл. - М. Мир, 1990. - 584 с.
12. Нечипоренко, А. С. Особенности применения спектрального анализа для объективной оценки носового дыхания [Text] / А. С. Нечипоренко // Бионика интеллекта. - 2013. - № 2 (81). - C. 105-109.
13. Broms, P. Rhinomanometry. II. A system for numerical description of nasal airway resistance [Text] / P. Broms, B. Jonson,
C. J. Lamm // Acta Otolaryngology - 1982. - № 94 (1-2). - P. 157-168.
14. Mlynski, G. Diagnostik der respiratorischen Funktion der Nase [Text] / G. Mlynski, A. Beule // HNO. - 2008. - Vol. 56, Issue 1. - P. 81-99. doi:10.1007/s00106-007-1655-0
15. Грицунов, А. В. Выбор методов спектрального оценивания временных функций при моделировании СВЧ-приборов [Text] /
А. В. Грицунов // Радиотехника. - 2003. - № 9. - С. 25-30.
------------------□ □---------------------
Викладені результати досліджень розсію-вачів, до складу яких входять елементи з нелінійними характеристиками. Показано, що за рахунок вибору типа випромінювача і його геометричних розмірів можна створити як поодинокі нелінійні розсіювачі, так і решітки на їх основі з коеффіцієнтом перетворення близьким до гранично можливого для викори-стованих в них нелінійних елементів
Ключові слова: нелінійне розсіяння, нелінійний елемент, коеффіцієнт перетворення, побічне випромінювання, випромінювач
□----------------------------------□
Изложены результаты исследований рассеивателей, в состав которых входят элементы с нелинейными характеристиками. Показано, что посредством выбора типа излучателя и его геометрических размеров возможно создание как одиночных НР, так и решеток на их основе с коэффициентом преобразования близким к предельно возможному для используемых в них нелинейных элементов
Ключевые слова: нелинейное рассеяние, нелинейный элемент, коэффициент преобразования, побочное излучение, излучатель ------------------□ □---------------------
УДК 621.396.67.01
УВЕЛИЧЕНИЕ
ЭФФЕКТИВНОСТИ
ГЕНЕРАЦИИ
ГАРМОНИК
НЕЛИНЕЙНЫМИ
РАССЕИВАТЕЛЯМИ
А. И. Лучанинов
Доктор физико-математических наук, профессор* Е-mail: ailuchaninov@yahoo.com Д. С. Г а в в а
Кандидат технических наук, доцент* Е-mail: gavvads@gmail.com
С. Р. Уайд
Аспирант* Е-mail: owaidsalman@yahoo.com *Кафедра основ радиотехники Харьковский национальный университет радиоэлектроники пр. Ленина, 14, г. Харьков, Украина, 61166
1. Введение
Эффект так называемого ’’нелинейного рассеяния”, заключается в переизлучении сигнала рассеивателем как на частотах возбудающих воздействий, так и на побочных частотах, отсутствующих во внешнем воздействии (побочные излучения). Побочные излучения (на частотах гармоник внешних воздействий или их комбинационных составляющих) возникают из-за
наличия в структуре рассеивателя элементов с нелинейными характеристиками. Сами же рассеиватели, в структуре которых имеются элементы с нелинейными свойствами, получили название нелинейных рассеивателей (НР). Они привлекают пристальное внимание исследователей, так как области их применения достаточно разнообразны. Во-первых, НР являются объектами нелинейной радиолокации [1]. Во-вторых, нелинейными рассеивателями являются
©
и приемно-выпрямительные элементы (ПВЭ) систем беспроводной передачи энергии [2]. Кроме этого, в настоящее время решетки, состоящие из нелинейных рассеивателей, находят применение в миллиметровом диапазоне волн при создании источников излучения повышенной мощности [3-6].
Использование НР в любой из вышеперечисленных областей требует знания их характеристик. При этом возникают задачи исследования в различной формулировке. Так в области нелинейной радиолокации чаще всего требуется решение задач анализа НР. Если НР являются приемно-выпрямительные элементы систем беспроводной передачи энергии, то на первый план выдвигаются вредные аспекты нелинейного рассеяния - при выборе типа излучателя для ПВЭ ставится цель найти такие его параметры, которые бы позволили уменьшить побочное излучение и тем самым увеличить КПД элемента и улучшить характеристики ЭМС системы. Если же НР используются для реализации антенн с умножением частоты, то, в данном случае, необходимо решаеть задачу увеличения излучения НР на какой-либо из выбранных гармоник, так как именно оно определяет эффективность функционирования антенн с умножением частоты. Следует отметить, что в подобной постановке требуется решать задачу и при разработке НР для других целей [7, 8].
2. Анализ литературных данных и постановка задачи
Разработки антенных решеток с НР, работающих в режиме умножения частоты, начаты сравнительно давно [3-6]. Например, в [3] рассмотрена решетка НР, каждый из которых представляет собой симметричный излучатель, нагруженный на диод Шоттки. На входе и выходе решетки помещены соответствующие устройства фильтрации и согласования. Такая решетка НР, возбуждаемая плоской волной, обеспечила в режиме удвоения частоты эффективность преобразования около 9 % при выходной мощности 0,5 Вт на частоте 66 ГГц. Авторами цитируемой работы прогнозируется получение эффективности преобразования порядка 50 % при выходной мощности в несколько ватт и делается вывод о необходимости дальнейших исследований в этой области. Следует однако отметить, что в рассматриваемых работах авторы предполагали, что излучающая структура - решетка из симметричных вибраторов, а функции согласования и фильтрации выполняются квазиоптическими согласующими трансформаторами в виде частотно-селективных поверхностей, расположенных вне НР. Таким образом актуальной является задача улучшения характеристик НР за счет рационального выбора характеристик самого излучателя.
3. Цель и задачи исследования
Цель исследований заключается в поиске таких технических решений НР, которые, за счет выбора конструкции излучателя и, следовательно, его параметров, обеспечивали бы высокую эффективность преобразования, требуемые характеристики направленности и простоту реализации НР.
Для достижения данной цели следует вначале, исходя из характеристик нелинейных элементов, изучить условия, при которых достигается максимум коэффициента преобразования в НР, а затем выяснить, при использовании каких излучателей данные условия могут быть реализованы.
При решении перечисленных задач предполагалось, что к НР предъявляются следующие требования: высокая эффективность умножения в широком диапазоне уровней плотности потока падающей мощности; широкая диаграмма направленности с максимумом излучения по нормали к плоскости решетки как на частоте внешнего воздействия ю0, так и на частоте переизлучения пю0 (обеспечивает эффективное функционирование решетки НР в большом секторе углов возбуждения); максимально возможная рабочая частота; высокая технологичность.
Последнее и предопределило структуру построения анализируемых элементов - непосредственно соединенный с нелинейным элементом слабонаправленный излучатель, возбуждаемый плоской волной с частотой ю0 и переизлучающий на частоте пю0. В качестве НЭ рассматривались три группы серийно выпускаемых диодов. Первая группа - диоды с допустимой входной мощностью Рм~0,2 Вт, вторая -диоды с Рм ~0,5 Вт и третья - диоды с Рм ~1 Вт. Для каждой из групп были определены по паспортным данным параметры ’усредненного” диода группы и расчеты проводились для такого диода. В дальнейшем ’усредненный” диод с Рм~0,2 Вт обозначен как ”Д-1”, диод с Рм ~0,5 Вт - как ”Д-2”, а диод с Рм ~1 Вт - как ”Д-3”. Таким образом, сделана попытка спрогнозировать параметры НР с учетом состояния элементной базы.
4. Пути максимизации коэффициента преобразования
В качестве критерия эффективности преобразования частоты НР выберем интегральный критерий, так называемый коэффициент преобразования Кп(пю0) [9], который определяется как отношение мощности, излучаемой НР на частоте п-й гармоники РХп к максимальной мощности Р!п, которую может извлечь из поля возбуждения излучатель НР, то есть Кп(пю0) = РХп /Рк. Учитывая структуру построения анализируемого НР (непосредственное соединение излучателя с НЭ) конкретизируем соотношение для определения Кп(пю0). В рассматриваемом случае мощность излучения п-той гармоники равна
Рхп =
0,5Ц;;(пш0)
Яа(пю0)
(1)
где ит(пю0) - амплитуда напряжения я-той гармоники на НЭ, зависящая от степени нелинейности характеристик диода, Яа(пю0) - активная часть импеданса излучателя относительно клемм подключения нелинейных элементов на частоте пю0.
Максимальная мощность, которую может извлечь антенна из поля возбуждения и передать в согласованную нагрузку, равна
р = єА(юр) ‘п 8Яа(ю0)
(2)
3
Здесь еА(ю0) - амплитуда ЭДС, наводимой полем возбуждающей волны на клеммах НР, к которым пд-ключается нелинейный элемент, ЯА(ю0) - активная часть импеданса излучателя относительно клемм подключения нелинейного элемента на частоте возбуждения.
С учетом данных выражений для коэффициента преобразования из (1) и (2) получим:
Kn(nœ0) = Sn = nV 0' Pin eA(œo)RA(nœo)
i(u) =
Is(eau -1), V u < Um
I D(u-UM) + Is(eaUM -1), V u > UM и нелинейной емкости C(u) , равной
V u < Umax ,
C(u) =
C
1 - -U
V фк y
Cmax{k(u - Um„ )+l}, V u > Uff
Здесь
Umax = Фк j- -ЄХР
-ln
C
VCma*,
к = -
vC
ФкС,
1 -
U
\ 1+v
к
применять только при малой кратности умножения. Поэтому ограничимся случаем п=2 и предположим, что излучение на всех гармониках с п>2 отсутствует ( ZA(nю0) =0 при п>2). На рис. 1 и 2 представлены результаты расчета зависимостей Кп(2ю0) = F(Pin/PM) и Кп(2ю0) = F[RA(2ю0)/RA(ю0)] для диодов ”Д-3”, 2 -”Д-2”, 3 - ”Д-1” (кривые 1-3 соответственно).
(3)
Как видно из приведенного соотношения, величина коэффициента преобразования зависит о целого ряда факторов: уровня возбуждения еА, параметров диода, определяющих величину ит(пю0) , и значений импеданса излучателя на основной частоте и частоте п-й гармоники. Изучалось влияние на величину Кп каждого из перечисленных факторов для двух режимов работы умножительного диода - режима резистивной и режима емкостной нелинейностей. Поэтому диод Шоттки моделировался в виде параллельного соединения резистивного нелинейного сопротивления с характеристикой
Кц(-®о)'
12
У//ґ\
i / 'h1
/ // \
f/
10
10"
кг
PJP-
м
(4)
Рис. 1. Изменение коэффициента преобразования Кп(2ю0) от уровня входной мощности Рп /Рм для различных диодов: 1 — ”Д-3”; 2 — ”Д-2”; 3 — ”Д-1”
(5)
K^Sœo). %
12
(6)
(7)
У^ 1
~ ■ ■
0
1
Ra(2® 0),Ra(®0)
где UM - напряжение, соответствующее максимально допустимому току диода; D - параметр, выбираемый эмпирическим путем из условия улучшения сходимости итерационного процесса; С0 - емкость диода при u=0; Cmat - емкость диода при u=Umat; Umat - напряжение, определяемое из условия (фк - Umat)/ Umat << 1Ф 0 . Остальные параметры см., например, [10].
В ходе расчетов применялся разработанный на кафедре ОРТ ХНУРЭ пакет программ VEGA, основанный на методе гармонического баланса.
Остановимся на результатах исследований для НЭ, работающих в режиме с резистивной нелинейностью. Из общей теории умножителей частоты [11] известно, что максимально возможное значение коэффициента преобразования в данном случае ограничивается величиной 1/я2, т. е. такой режим разумно
Рис. 2. Зависимость коэффициента преобразования Кп(2ю0) от соотношения импедансов излучателя RA(2ю0)/RA(ю0) для различных диодов: 1 — ”Д-3”;
2 - ”Д-2”; 3 - ”Д-1”
Под Рм здесь понимается предельно допустимая входная мощность для рассматриваемого типа диода. Первая зависимость получена для случая RA(ю0) =25 Ом, а RA(2ю0)/RA(ю0) =0,25. Вторая из указанных зависимостей вычислялась при условии, что RA(ю0)=50 Ом а отношение Рп/Рм равно 0,01 для диода ”Д-3” и 0,05 - для других диодов. Данные расчетов энергетических характеристик антенн-удвоителей приведены в табл. 1.
Анализ приведенных результатов, позволил выявить следующие закономерности:
- при уменьшении сопротивления RA(ю0) область максимальных величин коэффициента преобразования смещается в сторону больших значений Рп;
I 53
- чем меньше допустимая мощность диода, тем больше отношение Рп/Рм, соответствующее максимуму величины Кп(2ю0);
- для серийных диодов Шоттки, работающих в
режиме резистивной нелинейности, при изменении величины RA(ю0) в пределах (25...800) Ом максимум коэффициента преобразования наблюдается преимущественно в том случае, если отношение сопротивлений RA(2ю0)/RA(ю0) лежит в интервале значений 0,25..0,5.
При расчетах энергетических характеристик НР, построенных по схеме с нелинейной емкостью, как и следовало ожидать, получены более высокие значения коэффициента преобразования. Данные предварительных расчетов показали, что этом случае коэффициент преобразования имеет приемлемую для построения умножитель-ной схемы величину (около 30 %) даже при п=4. Однако создание НР с коэффициентом умножения более двух представляется затруднительным в силу сложности реализации излучателя с сопротивлением RA(4ю0)
~1,5 Ом, что примерно на порядок меньше, чем величина RA(ю0) . В связи с этим далее целесообразно изучать условия максимизации коэффициента преобразования только для случая п=2.
Для определения требований к частотной характеристике импеданса излучателя численно была решена задача нахождения максимального значения коэффициента преобразования в зависимости от значений входного импеданса излучателя на основной частоте и частоте второй гармоники. Так же, как и для резистивной нелинейности предполагалось, что излучение на всех высших гармониках, кроме второй, отсутствует. В табл. 2 приведена зависимость максимальной величины Кп(2ю0) от уровня возбуждения и указаны сопротивления ZA(ю0) и RA(2ю0), при которых достигаются эти значения коэффициента преобразования.
Из полученных данных следует, что:
- активные составляющие сопротивлений RA(2ю0), при которых Кп(2ю0) достигает максимума, имеют весьма небольшие значения, причем на частоте 2ю0 последние в 2...4 раза меньше, чем на частоте 2ю0;
- реактивные составляющие сопротивлений XA(2ю0) с изменением уровня возбуждения практиче-
з...............................................
ски не изменяются, тогда как активные резко убывают с уменьшением eA;
- наибольшее отношение RA(2ю0)/RA(ю0) соответствует интервалу значений еА, в пределах которого максимальные величины Кп(2ю0) близки предельному значению, равному единице (например, eA 0,4...0,25 в табл. 2). Одновременно и величина RA(2ю0) приемлема для реализации излучателя.
Приведенные выше данные позволяют оценить потенциальные возможности НР по коэффициенту преобразования для случаев умножения частоты на нелинейном сопротивлении и на нелинейной емкости и являются исходными для поиска вариантов реализации излучателей антенн-умножителей.
5. Анализ нелинейных рассеивателей с различными типами излучателей
Рассмотрим вопросы выбора излучателя для НР. Как показано выше, отношение его входных сопротивлений на второй и первой гармониках RA(2ю0)/RA(ю0) должно составлять величину порядка 0,25...0,5. Следует отметить, что задача разработки излучателя с указанным соотношением входных импедансов ранее не решалась. Однако, как следует из теории линейных излучателей, возможность получения близкого к необходимому значения RA(2ю0)/RA(ю0) существует даже для простейших излучателей - полуволновых вибраторов - путем смещения вдоль него точки питания, которое детально исследовано, например, в [12]. Конкретные вычисления, подтвердившие данное предположение, были проведены на основе метода интегральных уравнений для линейного вибратора (рис. 3, а) длиной I, расположенного на высоте h над экраном. Результаты показали, что, изменяя размеры I, 11 и ^ можно добиться выполнения условия RA(2ю0)/RA(ю0) =0,25...0,5. Таким образом, данные расчеты позволили выбрать требуемые размеры излучателя. Например, при ¿1=3,14; ^=0,87; М=1,6 ^ - волновое число свободного пространства) излучатель имеет следующие значения входных сопротивлений на частотах гармоник: ZA(ю0) =251 Ом, ZA(2ю0)=116 Ом., ZA(3ю0) =(99-j151) Ом, ZA(4ю0) = =(44-Ц07) Ом.
Таблица 2
Зависимость Кптах(2ю0) от еА
ЄА, В 0,1 0,15 0,2 0,25 0,3 0,35 0,4 0,45 0,5
Кпта1(2®о) % 81,5 98,2 99,9 100 97,8 91,7 88,3 80,2 83,0
Яа(Юо) , Ом 7 7,5 8 9 10,3 12 13,8 15,8 20
ХаО»о)> Ом 46 46 46 46 46 46 46 46 46
Яа(2Юо), Ом 1 2 2,4 2,4 4 6 6 6 5,3
Ха(2ю0) , Ом 23 23 23 23 23 23 23 23 23
Таблица 1
Результаты вычисления параметров НР для различных диодов
Параметр Тип диода ^А(^0 ) , Ом
25 50 100 150 200 400 800
Кптах(2Ю0), % "Д-1" 14,2 14,5 13,7 13,2 12,9 12,8 11,1
”Д-2” 15,9 16,6 14,4 12,2 11,7 9,5 6,9
”Д-3” 17,0 17,7 17,7 17,6 16,8 16,6 16,2
Ка(2ю0)/Ка(ю0) ”Д-1” 0,25 0,5 0.5 0,25 0,5 0,5 0,25
”Д-2” 0,5 0,25 0,25 0,1 0,1 0,25 0,25
”Д-3” 0,25 0,5 0,5 0,25 0,25 0,5 0,25
Рп/Рм ”Д-1” 0,4 0,1 0,05 0,05 0,01 0,005 0,005
”Д-2” 0,1 0,05 0,05 0,05 0,05 0,01 0,005
”Д-3” 0,05 0,01 0,01 0,005 0,005 0,001 0,001
І1 VI
Г І
Рис. 3. Варианты реализации НР: а - на основе излучателя со смещенной точкой включения диода и блокировочными индуктивностями L; б - на основе излучателя со смещенной точкой включения диода без блокировочных индуктивностей; в - на основе двухчастотного излучателя
При объединении такого излучателя с диодом типа ”Д-3” образуется НР (рис. 3, а), динамическая характеристика которого показана на рис. 4.
Кд(2ю о),
12
10
20
40
60
П, Вт/м2
значения ZA(3ю0) и ZA(4ю0), отличные от нуля) в предположении, что диод работает в режиме резистивной нелинейности. Полученный результат свидетельствует о том, что энергетические показатели исследуемого НР близки к предельно достижимым для данного режима (максимальный коэффициент преобразования НР составляет 15,5 %, т. е. близок к 17,7 % (табл. 1)). При этом величина Кп(2ю0) превышает 10 % в широком интервале плотностей потока падающей мощности (от 5 до 90 Вт\м2). Сравнивая полученные результаты со случаем, когда в НР используется симметричный вибратор, отметим, что такое простое решение - смещение точки питания излучателя позволило почти в два раза увеличить Кп(2ю0). Несомненное достоинство рассмотренной конструкции - простая конфигурация излучателя, что существенно при разработке технологичных конструкций решеток антенн-умножителей.
Исследуем теперь возможность использования излучателя со смещенной точкой питания для НР с емкостной нелинейностью (рис. 3, б). Будем полагать, что в антенне-умножителе используется диод с параметрами: 15 = 1010 А; а=5 В-1; С0 =0,1 пФ; фк =1 В; у=0,5. В данном случае для достижения максимального значения коэффициента преобразования необходимо, чтобы обеспечивалось отношение импедансов излучателя ЯА(2ю0)/ЯА(ю0) порядка 0,5 (табл. 2 при еА =0,2...0,4), причем значение их активной составляющей должно быть существенно меньше, чем у резонансного полуволнового вибратора (ЯА(ю0) =10 Ом). Требуемая величина ЯА(ю0) может быть получена за счет уменьшения расстояния до экрана. Однако, как показали расчеты, одновременно с этим невозможно обеспечить нужные значения ХА(ю0), ЯА(2ю0) и ХА(2ю0) , что объясняется различным числом варьируемых I, 11, h и оптимизируемых ЯА(ю0), ХА(ю0), Яа(2ю0), Ха(2ю0) параметров.
Наилучший результат для рассматриваемого случая был получен при следующих геометрических размерах излучателя ^=3,1; ^=0,53; М=0,17. Значение импедансов на частотах гармоник соответственно равны: ZA(ю0) =(7,6+j49) Ом, ZA(2ю0) =(9,9+j32) Ом, ZA(3ю0) =(16,6-j32) Ом, ZA(4ю0) =(4,3-j62) Ом. Динамическая характеристика НР на основе такого излучателя показана на рис. 5, кривая 1.
К:1(2(йо).
%
70
50
Рис. 4. Зависимость коэффициента преобразования Кп(2ю0) от плотности потока мощности возбуждающего поля для НР с резистивной нелинейностью
Расчеты проводились с учетом влияния третьей и четвертой гармоник (т. е. учитывались конкретные
30
10
\ 2
(/ / \ 1
1/
і
8 П, Вт
Рис. 5. Зависимость коэффициента преобразования Кп(2ю0) от плотности потока мощности возбуждающего поля П для НР с емкостной нелинейностью
1
а
6
0
| 55
Видно, что получен весьма хороший результат по коэффициенту преобразования, хотя значение Кп(2ю0) и отличается от предельно достижимого Кптах(2 0) приблизительно на 10 %. Приблизить Кп(2ю0) к Кпта1(2ю0) можно усложнив излучатель, т. е. увеличив число параметров, варьируемых с целью получения требуемых входных импедансов.
Пример такого излучателя и НР на его основе приведен на рис. 3, в. Излучатель состоит из двух линейных вибраторов 2, 3, настроенных соответственно на частоты ю0 и 2ю0 и соединенных между собой параллельно линией передачи 4. Для уменьшения активных составляющих сопротивлений 7А(ю0) и 7А(2ю0) предусмотрены два пассивных рассеивателя 5, 6. Вся структура располагается над экраном 1. Значения импедансов могут также изменяться варьированием точки включения диода, т.к. отрезки линии 4 являются трансформаторами.
Расчеты электродинамических характеристик излучателя, показанного на рис. 3, в, подтвердили, что наличие большого числа степеней свободы в геометрии последнего позволяет более точно выполнить условия получения максимально возможного коэффициента преобразования. Так, например, для одного из вариантов рассматриваемого излучателя были получены следующие значения импеданса относительно точек подключения диода: 7А(ю0) =(12,4+^45) Ом; 7а(2ю0) =(5,7+_]2.3) Ом; 7А(3ю0) =(6,2+j37) Ом; 7а(4ю0) =(7,6^158) Ом. Сравнивая приведенную частотную зависимость с данными табл. 2, легко видеть, что величина Кп(2ю0) практически совпадает с Кп1шх(2ю0) при уровне возбуждения еА=0,35 В. Следовательно, энергетические характеристики НР, построенного на основе излучателя, геометрия которого показана на рис. 3, в лучше, чем при использовании вибратора со смещенной точкой питания (соответственно кривые 2 и 1 на рис. 5).
Однако при разработке НР и, особенно, при использовании их в составе решеток, целесообразность применения того или типа излучателя определяется не только частотными зависимостями импеданса, но и характеристиками направленности на частотах ю0 и 2ю0.
На рис. 6 приведены диаграммы направленности одиночных НР с излучателями двух типов. Кривая 1 описывает на частотах 30 и 60 ГГц ДН антенны-удвоителя на основе вибратора со смещенной точкой питания, эскиз которой приведен на рис. 3, б.
Кривые 2 и 3 соответствуют диаграммам направленности на тех же частотах НР, изображенного на рис. 3, в. Видно, что с точки зрения направленности для использования в составе антенных решеток предпочтительнее НР на основе вибраторов со смещенной точкой питания. Они позволяют, при незначительном проигрыше в величине коэффициента преобразования по сравнению с НР на основе более сложных излучателей, обеспечить хорошие показатели крупноапертурных решеток антенн-умножителей в широком секторе углов сканирования.
Чтобы показать возможность достижения высоких энергетических параметров крупноапертурных решеток НР, были рассмотрены параметры НР на основе вибратора со смещенной точкой питания при функционировании его в составе решетки. Расчет выполнен в
приближении бесконечной периодической решетки. В этом случае, как показано в [13], вычисления сводятся к определению характеристик одной ячейки периодичности. При проведении численных экспериментов использовался метод интегральных уравнений. Также полагалось, что в качестве элементов НР применены микрополосковые вибраторы со смещенной точкой питания, расположенные на подложке с относительной диэлектрической проницаемостью е г. Ранее было показано, что высокие значения коэффициента преобразования можно получить тогда, когда умножитель-ный диод работает в режиме емкостной нелинейности. Поэтому исследовался именно этот случай.
90
1.0 0,5 0,0 0,5 1,0
Рис. 6. Диаграммы направленности одиночных НР: 1 —ДН вибратора со смещенной точкой питания (рис. 3, б) на частотах 30 и 60 ГГц, 2 — ДН двухчастотного излучателя
(рис. 3, в) на частоте 30 ГГц, 3 — ДН двухчастотного излучателя (рис. 3, в) на частоте 60 ГГц
В качестве примера на рис. 7-10 приведены результаты расчетов энергетических характеристик НР в составе бесконечной периодической решетки с параметрами ^=2,44; ^=0,6; ka=0,0628; kd=3,24•, М=0,15; аг=60°; Лн=1000 Ом; /о=30 ГГц; 0=50° (здесь а - ширина микрополоскового проводника излучателя; d и а г -соответственно длина стороны и угол при вершине ромбической сетки, в узлах которой расположены излучатели; 0 - угол, отсчитываемый от нормали к плоскости решетки и характеризующий направление прихода возбуждающей плоской волны). При таких значениях в режиме удвоения частоты было получено значение коэффициента преобразования Кп(2ю0)=92 %. На рис. 7 показана зависимость величины Кп(2ю0) от изменения направления прихода возбуждающей волны.
На рис. 8-10 соответственно приведены зависимости Кп(2ю0) рассматриваемой НР от величины диэлектрической проницаемости подложки е „ плотности потока мощности возбуждающей волны П и толщины подложки ^ Из их анализа следует, что использование в составе решеток антенн-умножителей элементов на базе вибраторов со смещенной точкой питания позволяет получить хорошие энергетические показатели. Величина коэффициента преобразования решетки превышает 70 % в довольно широком диапазоне изменения указанных выше параметров.
Следовательно, проведенные исследования показали возможность создания как одиночных нелинейных рассеивателей, так и решеток на их основе с коэффициентом преобразования близким к предельно возмож-
3
ному для используемых в них нелинейных элементов. Это достигается посредством выбора типа и размеров излучателя таким образом, чтобы его электрические параметры соответствовали требованиям, определенным из решения задачи максимизации Кп для конкретного типа НЭ. Данный путь позволяет упростить конструкцию решеток НР, исключить из них дополнительные устройства согласования и фильтрации, характерные для подобных устройств, разработанных к настоящему времени.
Рис. 7. Зависимость коэффициента преобразования Кп(2ю0) решетки НР от угла прихода возбуждающей волны 0
Рис. 8. Зависимость коэффициента преобразования Кп(2ю0) микрополоскового НР от диэлектрической проницаемости подложки £г
Рис. 9. Зависимость коэффициента преобразования Кп(2ю0) решетки НР от плотности потока мощности возбуждающего поля П
Рис. 10. Зависимость коэффициента преобразования Кп(2ю0) решетки НР от высоты расположения излучателей над экраном М
6. Выводы
В настоящей работе изложены результаты исследований нелинейных рассеивателей.
Показано, что для серийных диодов Шоттки, работающих в режиме резистивной нелинейности, при изменении величины ЯА(ю0) в пределах (25...800) Ом максимум коэффициента преобразования наблюдается преимущественно в том случае, если отношение сопротивлений Яа(2ю0)/Яа(ю0) лежит в интервале
значений 0,25..0,5. Для диодов, работающих в режиме
емкостной нелинейности значения активной составляющей входного сопротивления излучателя НР, при которых коэффициент преобразования достигает максимума, имеют весьма небольшие значения, причем на частоте 2ю0 последние также в 2...4 раза меньше, чем на частоте ю0.
Показано, что посредством выбора типа излучателя и его геометрических размеров возможно создание как одиночных НР, так и решеток на их основе с коэффициентом преобразования близким к предельно возможному для используемых в них нелинейных элементов (в режиме удвоения частоты для режима емкостной нелинейности было получено значение коэффициента преобразования нелинейного рассеивателя порядка 90 %).
Показано, что НР на основе вибраторов со смещенной точкой питания, при незначительном проигрыше в величине коэффициента преобразования по сравнению с НР на основе более сложных излучателей, позволяют обеспечить хорошие показатели крупноапертурных решеток антенн-умножителей в широком секторе углов сканирования.
Использование результатов работы позволяет упростить конструкцию решеток НР, исключив из них дополнительные устройства согласования и фильтрации, характерные для подобных устройств, разработанных к настоящему времени.
Литература
1. Нелинейная радиолокация. Части 1 -3 [Текст] // Под общ. ред. А. П. Колданова, Е. П. Чигина, А. А. Потапова, А. А. Горбачёва. - М.: Радиотехника, 2006.
1л
2. Шокало, В. М. Крупноапертурные антенны-выпрямители систем беспроводной передачи энергии микроволновым лучом [Текст] / В. М. Шокало, А. И. Лучанинов, А. М. Рыбалко, Д. В. Грецких. - Харьков: Коллегиум, 2006. - 308 с.
3. Jou, C. F. Millimeter-wave diode-grid frequency doubler [Text] / C. F. Jou, W. W. Lam, H. Z. Chen, K. S. Stolt, N. C. Luhmann,
D. B. Rutledge // IEEE Trans. Microwave Theory Techn. - 1988.- Vol. 36, Issue 11.- P. 1507-1514. doi:10.1109/22.8914
4. Mortazawi, A. A periodic second harmonic spatial power combining oscillator [Text] / A. Mortazawi, H. D. Foltz, T. Itoh // IEEE Trans. Microwave Theory Techn. - 1992.- Vol. 40, Issue 5. - P. 851-856. doi:10.1109/22.137390
5. Epp, L. W. Periodic structures with time-varying loads [Text] / L. W. Epp, C. H. Chan, R. Mittra // IEEE Trans. Antennas Propa-gat. - 1992. - Vol. 40, Issue 3. - P. 251-256. doi:10.1109/8.135465
6. Carman, E. V-band and W-band broadband, monolithic distributed frequency multipliers [Text] / E. Carman, M. Case, M. Kamegawa, R. Yu, K. Giboney, M. Rodwell. - IEEE Microwave Symposium Digest MTT-S, 1992. - P. 819-822. doi:10.1109/ mwsym.1992.188113
7. Колданов, А. П. Дистанционное обнаружение и идентификация терпящих бедствие людей на основе методов нелинейной радиолокации [Текст] / А. П. Колданов, А. А. Потапов, Е. П. Чигин, А. А. Горбачёв // Нелинейный мир. - 2007. - Т. 5, № 7-8. - С. 55-58.
8. Колданов, А. П. Обозначение маршрутов следования с использованием нелинейных рассеивателей электромагнитных волн [Текст] / А. П. Колданов, В. С. Добровольский. А. А. Горбачёв, А. А. Васенков, Е. П. Чигин // Нелинейный мир. - 2007. -Т. 5, № 7-8. - С. 526-530.
9. Шифрин, Я. С. Антенны с нелинейными элементами. Справочник по антенной технике. Т. 1 [Текст] / Я. С. Шифрин,
A. И. Лучанинов; под ред. Л. Д. Бахраха и Е. Г. Зелкина. - М.: Изд-во ИПРЖР, 1997. - С. 207-235.
10. Зи, С. Физика полупроводниковых приборов. Т.1. [Текст] / С. Зи. - М.: Мир, 1984. - 456 с.
11. Стриха, В. И. Полупроводниковые приборы с барьером Шоттки [Текст] / В. И. Стриха, Е. В. Бузанева, И. А. Радзиевский. -М.: Сов. радио, 1974. - 248 с.
12. Гавеля, Н. П. Антенны. Ч. 2 / Н. П. Гавеля, А. Д. Истрашкин, Ю. Н. Муравьев и др.; Под ред. Ю.Н. Муравьева. - Ленинград: Изд-во ВКАС, 1963. - 542 с.
13. Лучанинов, А. И. Алгоритм анализа эквидистантной решетки ленточных микрополосковых излучателей произвольной геометрии, адаптированный к расчету крупноапертурных антенн с нелинейными элементами [Текст] / А. И. Лучанинов,
B. М. Шокало, А. А. Коновальцев, Ю. А. Лучанинов, М. А. Омаров // Радиотехника. - 2001. - Вып. 117. - С. 78-84.
3
