CC BY
54
МОДЕЛИРОВАНИЕ НЕЛИНЕЙНОГО РАССЕЯНИЯ ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ ВОЛН НА ДИПОЛЬНЫХ ВИБРАТОРАХ С НЕЛИНЕЙНОЙ НАГРУЗКОЙ
КОРСАКОВ Сергей Сергеевич1
ЛАРЦОВ
Сергей Викторович2
БАБАНОВ Николай Юрьевич3
Сведения об авторах:
'аспирант Ивановского государственного университета, г. Иваново, Россия, sskorsakov@yandex.ru
2д.т.н., профессор, главный инженер проектов АО «Гипрогазцентр», г. Нижний Новгород, Россия, svl@ggc.nnov.ru
3д.т.н., доцент, проректор по научной работе Нижегородского технического университета имени Р.Е.Алексеева, г. Нижний Новгород, Россия, babanov@nntu.ru
АННОТАЦИЯ
Целью работы является исследование процессов рассеяния электромагнитных волн на нелинейных объектах с полупроводниковой природой нелинейности в рамках задачи электромагнитной совместимости корабельного оборудования. Предметом исследования являются пространственные свойства полупроводниковых нелинейных рассеивателей. Исследование пространственных свойств полупроводниковых нелинейных рассеивателей осуществлялось методом численного моделирования. В качестве моделей полупроводниковых нелинейных рассеивателей были рассмотрены симметричные вибраторы различной длины, нагруженные на полупроводниковый диод. Анализ процессов, связанных с приемом, нелинейным преобразованием и рассеиванием электромагнитных волн полупроводниковым нелинейным рассеивателем осуществлён на основе эквивалентной схемы. Определена последовательность получения зависимостей основных радиофизических параметров модели и параметров облучающего модельный объект колебания с целью получения нормированной диаграммы обратного нелинейного рассеяния полупроводникового нелинейного рассеивателя. Получены зависимости элекстродвижущей силы на частотах нелинейных продуктов от углов, характеризующих пространственную ориентацию дипольного нелинейного рассеивателя, для диполей различной длины при различных частотах облучающего колебания. Получены диаграммы обратного нелинейного рассеяния на частотах второй и третьей гармоники облучающего колебания при различных угловых параметрах, характеризующих пространственную ориентацию дипольного нелинейного рассеивателя относительно направления распространения облучающего колебания и места расположения оборудования, на которое переизлучённый сигнал оказывает помеховое воздействие, для диполей различной длины при различных частотах облучающего колебания. Оценён энергетический потенциал сигналов, рассеиваемых на частотах второй гармоники и третьей гармоники облучающего колебания, и определены основные факторы, влияющие на изрезанность диаграмм обратного нелинейного рассеяния полупроводниковых нелинейных рассеивателей.
КЛЮЧЕВЫЕ СЛОВА: нелинейное рассеяние электромагнитных волн;по-лупроводниковые нелинейные рассеиватели; нелинейные продукты;про-странственные свойства; диаграммы обратного нелинейного рассеяния.
Для цитирования: Корсаков С. С., Ларцов С. В., Бабанов Н. Ю. Моделирование нелинейного рассеяния электромагнитных волн на дипольных вибраторах с нелинейной нагрузкой // Наукоемкие технологии в космических исследованиях Земли. 2017. Т. 9. № 6. С. 36-44.
Широкое распространение средств передачи и/или получения информации, основанных на излучении и/или приёме электромагнитных волн (ЭМВ) обуславливает значимость решения задачи электромагнитной совместимости (ЭМС), которое усложняется в ещё большей степени ввиду того, что при распространении информационных сигналов в виде ЭМВ возможно рассеяние последних на нелинейных объектах [1-3]. Под нелинейными объектами в данном контексте следует понимать объекты, способные обогащать спектр рассеянного сигнала компонентами на частотах нелинейных продуктов облучающего сигнала, в частности на частотах высших гармоник. К таким объектам относятся объекты, содержащие несовершенные металлические контакты, сварные швы металлоконструкций, полупроводниковые элементы и др. В частности, на современных кораблях одновременно функционируют различные электронные системы, содержащие разные типы антенн, в том числе, фазированные антенные решетки, и микросхемы с полупроводниковыми элементами. Присутствуя в зоне распространения ЭМВ подобные нелинейные объекты способны создавать вторичные нелинейные помехи, учёт которых необходим при решении задачи ЭМС для систем радиосвязи, радионавигации, радиолокации и т. п.
В данной работе представлено исследование процессов рассеяния ЭМВ на нелинейных объектах с полупроводниковой природой нелинейности (далее — нелинейных рассеивателях (НР)). В качестве основного направления исследования выбрано исследование пространственных свойств НР. Для унификации обозначений ЭМВ, облучающие НР, будут названы зондирующим сигналом и будут обозначаться — ЗС, а помеховые ЭМВ, рассеиваемые НР,— ответным сигналом (ОС).
Ввиду разнообразия НР и априорной неопределённости их параметров для исследования рассеивающих свойств целесообразно использовать модель НР [4-5]. В данном исследовании нелинейный объект представляется в виде антенной части, роль которой выполняет симметричный вибратор с длиной плеч I, и нелинейной части, роль которой выполняет полупроводниковый диод Д311. Такой НР часто используется в качестве модельного объекта при исследовании эффекта нелинейного рассеяния ЭМВ объектами, содержащими нелинейность контактного [6] или полупроводникового типа, а также при оценке эффективности нелинейных радиолокаторов [7]. Чтобы учесть априорную неизвестность габаритных параметров объекта при моделировании были рассмотрены различные соотношения I / (отношение длины диполя к длине волны ЗС).
В [5] определено, что для описания пространственных свойств НР необходимо учесть свойства направленности антенной части НР и амплитудную характеристику нелинейной части. В результате могут быть получены зависимости нормированной плотности потока мощности ОС от
угловых величин, характеризующих ориентацию антенной части НР относительно фронта волны ОС (диаграммы обратного нелинейного рассеяния (ДОНР)) при различной ориентации антенной части НР относительно фронта волны ЗС. Необходим учёт угловых величин и для направления распространения ЗС, и для направления распространения ОС, т.к. в реальных условиях направление, в котором излучение ОС диполя является помеховым для какого-либо оборудования (например, направление на приёмную антенны системы связи), может не совпадать с направлением облучения диполя ЗС, давшим энергию для формирования этой помехи. Ввиду того, что диполь обладает изотропной диаграммой направленности в плоскостях, перпендикулярных оси диполя, для описания его ориентации использовались две переменные—угол между направлением распространения волны ЗС и осью диполя 6 и угол между направлением распространения волны ОС и осью диполя ф.
Для решения поставленной задачи полагалось, что НР облучается монохроматическим ЗС определенной интенсивности Пгх на частотеВ результате облучения в антенной части НР наводится ЭДС еа(Пгх, /2д 6, I). В результате искажения токов на нелинейном элементе НР в окружающее пространство излучается ОС со спектром, обогащён-ным нелинейными продуктами (НП) на частотах кратных ЗС. Интенсивность этого сигнала будет характеризоваться плотностью потока мощности на расстоянии 1м от НР на частотах НП П0Др)|я=м=ф, оу^ где ош— коэффициент усиления диполя на частоте нелинейного продукта, Р — мощность наводимая в антенной части НР. Исходя из зависимости Пох(ф, 6) находятся необходимые характеристики ДОНР. Стоит заметить, что нахождение амплитудных характеристик Пгх(ю) от Пох (2ю) и Пох(3ю), без учета ориентации НР рассматривалось в [8].
При проведении исследования будут рассмотрены два случая. В первом случае предполагается совпадение углов 6 и ф, что соответствует случаю совмещенной приёмо-пе-редающей антенны, излучённый сигнал которой является источником энергии для формирования НР помехового для этой же антенны ОС на частотах НП (рис. 1). Второй случай предполагает неравенство углов 6 и ф.
Рис 1. Схема облучения НР при совпадении направлений распространения ЗС и ОС (6 = ф)
Рис. 2. Эквивалентная схема дипольного нелинейного рассеивателя
ственные свойства НР учитываются при расчёте значений
028А 0) и 6).
В соответствии с теорией длинных линий мощность зондирующего сигнала, переданную от антенны нелинейному элементу, может быть определена как:
Р = р (1-Г 2)
2Б с! 2Б а ^ 2Б >,
(3)
где Г28—коэффициент отражения на частоте ЗС в тракте зондирующего сигнала, который может быть найден [10] как:
Г28 = (2а (Ю А - 2С (Ю ^ / (2а (Ю А + 2С (Ю ZS)),
(4)
Анализ процессов, связанных с приемом, нелинейным преобразованием и переизлучением ответного сигнала дипольным рассеивателем будем производить на основе эквивалентной схемы (рис. 2), переход к которой осуществлялся на основании теоремы Тевенина [9].
Эквивалентная схема получена по аналогии с [10], путем представления дипольной антенны активной Яа и реактивной Ха компонентами импеданса излучения, воздействующего ЗС — ЭДС еа(6) с частотой ю, ответных сигналов — током 1а через антенну на частотах 2ю и 3ю, полупроводникового диода — его эквивалентной схемой, на которой: g(u) — проводимостьр-п перехода; С(и) — емкость р-п перехода; RБ — сопротивление базы, омического контакта и выводов диода; Ск — емкость корпуса диода; Ьк — индуктивность выводов и контактной пружины, соединяющей кристалл с одним из выводов. Импеданс нелинейного элемента далее будет обозначаться как 2с.
Таким образом для построения нормированной ДОНР необходимо последовательно решить следующие задачи:
1. Найти зависимость еа (ю, 6) от П28(ю);
2. Найти зависимость По8(2ю, ф), По8(3ю, ф) от /а(2ю), /а(3ю);
3. Определить связь между еа(ю, 6) и /а(2ю), /а(3ю);
4. На основе трех ранее решенных задач определить зависимость По8(2ю), По8(3ю) от углов 6 и ф.
Для решения первой задачи необходимо выразить мощность принимаемого зондирующего сигнала Р28 как:
Исходя из вышеизложенного получаем искомую зависимость:
^а2 = ^АаКа 6)2> А 2>А / ((2> А + Zс(Юzs)) (5)
Вторая задача является типичной задачей излучения антенны с известным коэффициентом усиления и импедансом нагрузки, по которой протекает известный ток и, как указывалось выше выражается как ПОА(/^р)|д=1М = = Рм>(4Р) °мЛР, ф, 6) / 4п, [11] таким образом:
П0((2ю)=1а (2ю) 1082(2ю)в08 (2ю, ф) /4п; (6)
Пох(3ю)=2а (3ю) /о82(3ю)Оо8 (3ю, ф) /4п. (7)
Решение третьей задачи возможно исходя из результатов анализа эквивалентной схемы НР, составления математической модели в виде системы дифференциальных уравнений [12] и решения ее по средствам программно-вычислительного комплекса, например LABVIEW. В результате чего могут быть найдены зависимости:
/ (2ю) = /' (е ), / (3ю) = /' (е ).
аК ' а4 а ' аК ' а4 а
(8)
Для решения четвертой задачи необходимо обобщить результаты, полученных ранее зависимостей (5-8) рассчитать и построить нормированные диаграммы обратного нелинейного рассеяния как:
Поа(2ю, ф) = По/Пг>, 6)), Поа(3ю, ф) = По8(Пгх(ю, 6)).
где А28(ю28, 6) — эффективная площадь антенны, кото- Таким образом, первоначально решается задача моде-
рая может быть выражена через коэффициент усиления лирования процессов преобразования сигналов в эквива-
Р28 а = П28 828 (Ю 2S, 6)
(1)
°2Аа(ю2s, 6) как [10]:
а (ю2S, 6) = 4П А28 Ка 6) / V = 120 К (6) ^ (2)
где /0(6) — функция направленности антенны, Я0 — сопротивление излучения антенны. Таким образом простран-
лентной схеме НР, которой соответствует система уравнений Кирхгофа:
I: II:
Е„ = ир + их + и
х„^илс
di2
иАС = и— + hRh + и
dt
21 Ч '
(9) (10)
А:
В:
АС: ВБ:
1а = Ь + \
г2 = 13 + 14
_ „ <ЛиАс
Н — С1т
dt и = 8й;
d(Си) du
(11) (12)
(13)
(14)
dt dt
где: А, В — узлы токов; I, II — контура обхода; АС, ВБ — межузловые ветви; иАС = ий — напряжение, приложенное к выводам диода; и — напряжение нар-п переходе.
Реактивная составляющая Ха импеданса вибратора, может носить индуктивный: (Ь = Ха /ю; при Ха > 0) или емкостный (С = -1/(Хд ю); при Ха < 0) характер, поэтому в зависимости от знака Х:
т Ак
а А С* а
(15)
d(Си) с Л (п
= Со Л (п'
du
1)Р„«"
п=0
цией прямого тока, подобно тому, как барьерная емкость является функцией обратного напряжения. Кроме того, диффузионная емкость зависит от толщины базы р и средней длины диффузии Ь.
Так для толстой базы, когда р >> Ь и (р/Ь) ~ 0, имеем [14]:
С, ,
1т г Фт
где гй — сопротивление диода переменному току; т — время жизни избыточных носителей.
Аналогично для тонкой базы, когда р < Ь, и (р/Ь) и (1-0,5-(р/Ь)2):
_Тр
' фТ'
г ~ о ,
Проводимость g и емкость С для р-п перехода зависят от напряжения и, приложенного к переходу. Для проводимости g(u) удобной является экспоненциальная аппроксимация [13]: g(u) = g0 ехрЬи, где величины g и Ь вычисляются через параметры диода, приводимые в справочниках.
Ёмкость р-п перехода С(и) определяется барьерной СЬ диффузионной Сй емкостями. При и < 0 преобладает барьерная емкость СЬ >> Сй.
Дифференциальная барьерная емкость в СЬ водится как [14]:
Сь = С0 (1 — и / А ф/ = С/(и),
где Афк — контактная разность потенциалов, и — приложенное к р-п переходу напряжение, С0 — величина емкости при напряжении равном нулю. Величина а зависит от распределения примесей в переходе. Так а = -1/3 для плавного перехода и а = -1/2 для резкого перехода.
Для барьерной емкости СЬ наилучшие результаты оказались для полиномиальной аппроксимация f (и) [13], тогда барьерная емкость имеет вид Сь = С0 £ Ряи" , поэтому при и < Афк производная в уравнении (6) представляется виде:
где —среднее время диффузии, т. е. среднее время пролета носителем через тонкую базу при диффузионном механизме движения; р—толщина базы; Ь — средняя длина диффузии. Учитывая, что 1/гй = g(u), приходим к общему выражению для диффузионной емкости Сй = g(u)Т, где Т = т — для толстой базы и Т = —для тонкой базы. Поэтому при и > 0 производная в уравнении (6) представляется в виде:
= ^ Т = (* + 4 )т = (1 + Ъи) *т.
аи аи аи
Таким образом, в зависимости от знака и, й(Си) / йи в уравнении (14) представимо в виде (16):
с1(Си) du
(1 + Ъи) gT
N
Со I (п + 1)Р„ии
(16)
п=0
Система уравнений (9)^(14) является исходной для построения математической модели НР на основе длинного диполя. Конкретный вид модели зависит от выбора определяющих функций [15], в качестве которых целесообразно выбрать ток антенны ток через р-п переход /2; напряжение ий = иАС, приложенное к выводам диода; напряжение на р-п переходе и. Тогда уравнения (9) ^ (14), с учетом (15) и (16) преобразуются в систему четырёх дифференциальных уравнений представляющую собой математическую модель НР:
0.5(1 + Ха)) к ^ ) + 0.5(1- вщп(Ха)) ( ^ ( 1 + 1 + de
-:-(Е-гаКа - иё ) +----- а (~ + ~) + ~)
При и > 0 преобладает диффузионная емкость Сл >> СЬ. Дифференциальная диффузионная емкость является функ-
dt Ьа
di2 1
= — (ий -12 къ - и)
dt
* ^=- ¡2) л ск
^ = 0.5(1 + ^п(и)) '2 - + 0.5(1 - ^п(и)) dt (1 + Ъи) 21
С, С„
dt
(17)
¡2 - 2и
С0 Е (п + 1)Рп«п
п=0
Рис. 3. Зависимость еа(ю,6) ЭДС наводимой в антенной части НР
Полученная выше математическая модель (17) была загружена в программно-вычислительный комплекс LABVIEW. В качестве нелинейного элемента рассматривался полупроводниковый диод Д311 с известными входными параметрами: Т = 10 7 с, Ьк = 108 Гн, Кь = 40 Ом, Ск = 3 1013 Ф. В качестве входного сигнала использовался одночастотный гармонический сигнал плотность потока мощности П28 = 0,01151 Вт/м2, на частотах 250МГц и 500 МГц, в качестве антенной части НР использовался диполь толщиной 0,03 м и длинами 0,45 м и 0,9 м. ЗС воздействовал на НР вкруговую с шагом 2,50, вследствие чего, в антенной части НР наводилась еа(ю, 6) (рис. 3).
На графиках видно, что ввиду зависимости еа(ю, 6) от функции направленности антенны/0(6) для значений соответствующих /Л, < 1 на участке от 00 до 1800 имеется один перегиб, а для значений соответствующих /Гк?А= 1,5 (/=0,9м, /,С=500 МГц) имеется три точки перегиба, что соответствует 3 лепесткам ДОНР [10].
На основании предложенной выше методики, с учетом полученных зависимостей (6-8), и указанных входных параметров были построены нормированные ДОНР для случая совпадения углов 6 и ф. (рис. 4-7)
Из представленных диаграмм видно следующее:
1. Для / = 0,45 м, /А =250 МГц (рис 4). На направлениях от 200 до 1600 для ответного сигнала, как на второй, так и на третьей гармониках наблюдается два четко выраженных лепестка, что соответствует приведенным в литературе [11] диаграммам направленности для дипольных антенн при соотношении /Л, = 0,375. Максимальное значение ПОС достигается при 6 = 900 и составляет порядка — 80 Дб, причем на направлениях от 650 до 1050 преобладает ПОС(3 /28). Ширина лепестка для ПОС(2/8) больше ширины ПОС(3/28) на значение порядка 100.
2. Для / = 0,9 м,/2= 250 МГц = 0,751; рис. 5) наблюдается разделение основного лепестка на несколько частей части. Максимум ПОС(2/8) на 20Дб выше максимума ПОС(3/х) и составляет -70 Дб. Максимум амплитуды на частоте третьей гармоники наблюдается на направлении 6 = 550.
3. Для / = 0.45 м, /28= 500 МГц (соотношение %,=0,751, рис. 5) наблюдается дальнейшая фрагментация основных лепестков. Максимумы на частотах второй и третьей гармоник имеют схожие значения и составляют -82 и -85 Дб соответственно.
4. Для / = 0,9 м, /28= 500 МГц (соотношение //1А= 1,5, рис. 6) на ДОНР наблюдается по шесть лепестков основных лепестков, что соответствует данным для длинного диполя с равным соотношение длины диполя к длине волны ОС [11]. На частоте третьей гармоники основные лепестки имеют изрезанный характер. Максимумы значений Пос(2/8) наблюдается при 6 = 500 и составляет - 85 Дб, ПОС(3/28) — при 6 = 250 и составляет -100 Дб. Максимумы соответствуют боковым лепесткам.
Обобщая вышеизложенное можно отметить, что качественный вид ДОНР для диполей с нелинейной нагрузкой схож с видом ДОНР без нагрузки на частотах ОС. Для более короткой антенны амплитуда ответного сигнала на ча-
Рис. 4. ДОНР для / = 0,45 м / = 250 МГц
Рис. 5. ДОНР для / = 0,9 м / = 250МГц
Рис. 6. ДОНР для / = 0,45 м£_ =500МГц
Рис. 7. ДОНР для / = 0,9 м^ = 500 МГц
стоте третьей гармоники для определенных направлений выше амплитуды на второй гармоники. Форма ДОНР на частоте третьей гармоники имеет более сложную форму ввиду рассеяния сигнала на более высокой частоте, т.е. при большем соотношении /Л.ОС. Максимальные значения ПОС(2/^) варьируются между значениями от -70 Дб до -80 Дб, для ПОС(3/28) от -100 Дб до -80Дб, причем углы закрытия по азимуту примерно равны для всех рассмотренных случаев.
Далее будет рассмотрен случай неравенства углов 6 и ф, соответствующих направлениям распространения ОС и ЗС. В таком случае угол визирования 6 будет считать неизменным, а угол отражения ф будет отличаться от угла 6 на некоторую величину Д = ф - 6. Методика расчётов останется той же что и для предыдущего случая. Ниже приведены расчётные ДОНР для случая / =0,9 м, 500 МГц (рис. 8-11).
Из полученных выше зависимостей видно, что при небольшой разнице между углами зондирования и отражения Д < 100, происходит поворот ДОНР на угол равный Д. При больших значениях Д искажение ДОНР будет существенным. Так, например, при повороте на 300 (рис 12), из-за наложения ДОНР приемной и передающей антенн ДОНР будет существенно меняться как по форме, так и по амплитуде.
Из представленных характеристик видно, что к повышению изрезанности ДОНР ведёт увеличение значения соотношения /Л^, увеличение разности углов, характеризующих направления облучения НР и излучения ОС. Для длин диполя порядка 0,5 м наблюдается близость энергетического потенциала ОС на частотах второй и третьей гармоник ЗС. Для больших длин диполя энергетический потенциал ОС на частоте второй гармоники превосходит потенциал ОС на частоте третьей гармоники.
Рис. 8. ДОНР для / = 0,9 м, £=500 МГц и Д = 50
Рис. 9. ДОНР для / = 0,9 м, £=500 МГц и Д = 100
Рис. 10. ДОНР при /=0,9м, /=500МГц и Д = 300
Рис. 11. ДОНР при /=0,9м, /,„=500МГц и Д = 450
Рис. 12. ДОНР при /=0,9м, /=500МГц и Д = 600 Рис. 13. ДОНР при /=0,9м, /=500МГц и Д = 900
Литература
1. Климененко А. Я., Панов Б. А., Свешников В. Ф. Контактные помехи радиоприёма. М.: Воениздат. 1979. 116 с.
2. Горбачев А. А. Особенности зондирования электромагнитными волнами сред с нелинейными включениями // Радиотехника и электроника. 1996. Т. 41. № 2. С. 152-157.
3. Shefer J., Klensc R.J. Harmonic radar helps autos avoid collisions // IEEE Spectrum. 1973. Vol. 10. No. 5. Pp. 38-45.
4. Ларцов С. В. Исследование объектов нелинейной радиолокации: дис. докт. техн. наук. Нижний Новгород, 2002. 308 с.
5. Бабанов Н. Ю., Ларцов С. В. Необходимые характеристики для описания пространственных свойств простых нелинейных рассеивателей // Радиотехника. 2009. № 5. С. 34-39.
6. Штейншлейгер В. Б. К теории рассеяния электромагнитных волн вибратором с нелинейным контактом // Радиотехника и электроника. 1978. Т. 23. № 7. С. 1329-1338.
7. Вернигоров Н. С., Кузнецов Т. В. К вопросу о принципе сравнения в нелинейной радиолокации // Информост. 2002. № 3. С. 7.
8. Горбачев А. А., Ларцов С. В., Тараканков С. П., Чи-гин Е. П. Амплитудные характеристики нелинейных рассе-ивателей // Радиотехника и электроника. 1996. Т. 41. № 5. С. 558-602.
9. Франческетти Дж., Пинто И. Антенны с нелинейной нагрузкой. В кн.: Нелинейные электромагнитные волны / Под ред. П. Усленги: пер. с англ. М. Мир. 1983. С. 223-249.
10. Щербаков Г. Н, Николаев А. В., Прохоркин А. Г., Ус-манов Р. И., Шлыков Ю. А. Исследование рассеивающих свойств нелинейного биконического отражателя — физической модели боеприпаса с электронными устройствами // Спецтехника и связь. 2011. № 1. С. 33-39.
11. Кочержевский Г. Н. Антенно-фидерные устройства. М.: Связь. 1972. 352 с.
Vol9 No 6-2017, H&ES RESEARCH RF TECHNOLOGY AND COMMUNICATION
12. Разиньков С. Н. Математическое моделирование нелинейного рассеяния электромагнитных волн в радиолокации // Зарубежная электроника. 1997. № 1. С. 87-96.
13. Бабанов Н.Ю., Клюев А. В., Ларцов С. В., Самарин В. П. Моделирование процессов переизлучения на частоте половинной субгармоники сигнала накачки в одноконтурном параметрическом рассеивателе // Известия высших учебных заведений. Радиофизика. 2015. № 4. С. 326-337.
14. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем. М.: Энергия, 1977. 672 с.
15. Бирюк Н. Д., Юргелас В. В. Основы теории параметрических радиоцепей. Воронеж: Издательско-полиграфи-ческий центр Воронежского государственного университета, 2012. 345 с.
MODELING OF ELECTROMAGNETIC WAVES NONLINEAR DISPERSION ON DIPOLAR VIBRATORS WITH NONLINEAR LOADING
SERGEY S. KORSAKOV
Ivanovo, Russia, sskorsakov@yandex.ru
SERGEY V. LARTSOV
N. Novgorod, Russia, svl@ggc.nnov.ru
KEYWORDS: nonlinear scattering of electromagnetic waves; semiconductor nonlinear scatters; nonlinear products; spatial properties; diagrams of nonlinear backward scattering.
NIKOLAY Ju. BABANOV
N. Novgorod, Russia
ABSTRACT
The aim of this study is the research of scattering process of electromagnetic waves from non-linear objects with semiconductor nature of nonlinearity in the frameworks of electromagnetic compatibility of the ships equipment. The subject of this research is the spatial properties of semiconductor non-linear scatters. The study of the spatial properties of semiconductor non-linear scatters was undertaken by numeral simulation method. Dipole antennas of a various length, connected to the semiconductor diode were considered as models of semiconductor non-linear scatters. The analysis of processes related to the receiving, non-linear
transformation and scattering of electromagnetic waves by the semiconductor non-linear scatter is made on the base of the equivalent circuit.
Sequence dependences of main radiophysical model characteristics as well as characteristics of irradiating fluctuation are determined with a view to get a normalized diagram of nonlinear backward scattering of semiconductor non-linear scatter.
For dipoles of different length and at various frequencies of irradiating fluctuation characteristic curves are received for EMF (electromotive force) by nonlinear products frequencies
from angles describing spatial orientation of dipole nonlinear scatter.
For different angular direction, characterize spatial orientation of a nonlinear dipole scatter relatively to the direction of irradiating fluctuation spreading and the location of equipment to which the reflecting signal provides noises, the diagrams of nonlinear backward scattering at the second and third harmonic irradiating fluctuation frequency are received. The energy potential of signals scattered at the 2nd and 3rd harmonic irradiating fluctuation frequencies is evaluated. Besides the main factors affecting angularity of the diagrams of nonlinear backward scattering of nonlinear semiconductor scatters are determined.
REFERENCES
1. Klimenenko A. Ja., Panov B. A., Sveshnikov V. F. Kontakt-nye pomehi radioprijoma. Moscow: Voenizdat. 1979. 116 p. (In Russian)
2. Gorbachev A. A. Osobennosti zondirovanija jelektromag-nitnymi volnami sred s nelinejnymi vkljuchenijami [Features of sounding by electromagnetic waves of media with nonlinear inclusions]. Radiotehnika i elektronika [Radio engineering and electronics]. 1996. Vol. 41. No. 2. Pp. 152-157. (In Russian)
3. Shefer J., Klensch R. J. Harmonic radar helps autos avoid collisions. IEEE Spectrum. 1973. Vol. 10. No. 5. Pp. 38-45.
4. Lartsov S.V. Issledovanie ob'ektov nelinejnoj radiolokatsi: Dis. dokt. tekhn. nauk. [Inversigation of nonlinear radar objects. Dr. tech. sci. diss.]. Nizhniy Novgorod, 2002. 308 p.
5. Babanov N. Ju., Lartsov S. V. Neobhodimye harakteristiki dlja opisanija prostranstvennyh svojstv prostyh nelinejnyh rasseivatelej [Necessary characteristics for describing the spatial properties of simple nonlinear scatterers]. Radioteh-nika [Radio engineering]. 2009. No. 5. Pp. 34-39. (In Russian)
6. Shtejnshlejger V. B. K teorii rassejanija jelektromagnitnyh voln vibratorom s nelinejnym kontaktom [To the theory of scattering of electromagnetic waves by a vibrator with nonlinear contact]. Radiotehnika i elektronika. [Radio engineering and electronics]. 1978. Vol. 23. No. 7. Pp. 1329-1338. (In Russian)
7. Vernigorov N. S., Kuznecov T. V. K voprosu o principe sravnenija v nelinejnoj radiolokacii [On the principle of comparison in nonlinear radar]. Informost. 2002. No. 3. Pp.7 (In Russian)
8. Gorbachev A. A., Lartsov S. V., Tarakankov S. P., Chigin E. P. Amplitudnye harakteristiki nelinejnyh rasseivatelej [Ampli-
tude characteristics of nonlinear scatterers]. Radiotehnika i jelektronika [Radio engineering and electronics]. 1996. Vol. 41. No. 5. Pp. 558-602. (In Russian)
9. Franchesketti D., Pinto I., Uslenga P. (Ed.) Antenny s nelinejnoj nagruzkoj. V kn. Nelinejnye elektromagnitnye volny [Antennas with non-linear load. In b. Nonlinear electromagnetic waves]. 1983. Pp. 223-249. (In Russian)
10. Shherbakov G. N., Nikolaev A. V., Prohorkin A. G., Us-manov R. I., Shlykov Ju. A Issledovanie rasseivajushhih svojstv nelinejnogo bikonicheskogo otrazhatelja - fizicheskoj modeli boepripasa s elektronnymi ustrojstvami [Investigation of the scattering properties of a nonlinear biconical reflector - the physical model of an ammunition with electronic devices]. Spectehnika i svjaz' [Special technics and communication]. 2011. No. 1. Pp. 33-39. (In Russian)
11. Kocherzhevskij G. N. Antenno-fidernye ustrojstva [Antenna-feeder devices]. Moscow: Svjaz'. 1972. 352 p. (In Russian)
12. Razin'kov S. N. Matematicheskoe modelirovanie nelinejnogo rassejanija jelektromagnitnyh voln v radiolokacii [Mathematical modeling of nonlinear scattering of electromagnetic waves in radar]. Zarubezhnaja jelektronika [Foreign electronics]. 1997. No. 1. Pp. 87-96. (In Russian)
13. Babanov N. Ju., Kljuev A. V., Lartsov S. V., Samarin V. P. Modelirovanie processov pereizluchenija na chastote polovinnoj subgarmoniki signala nakachki v odnokonturnom parametricheskom rasseivatele [Modeling of reradiation processes at the half-subharmonic frequency of the pump signal in a single-loop parametric lens]. Izvestija vysshih uchebnyh zavedenij. Radiofizika. 2015. No. 4. Pp. 326-337. (In Russian)
14. Stepanenko I. P. Osnovy teorii tranzistorov i tranzistornyh shem. [Fundamentals of theory of transistors and transistor circuits] Moscow: Energiya, 1977. 672 p. (In Russian)
Birjuk N. D., Jurgelas V. V. Osnovy teorii parametricheskih ra-diocepej [Fundamentals of the theory of parametric radio circuits]. Voronezh: Voronezhskiy universitet Pabl., 2012. 345 c. (In Russian)
INFORMATION ABOUT AUTHORS:
Korsakov S. S., Postgraduate Student of the Ivanovo State University
Lartsov S. V., PhD, Full Professor, Chief Engineer for the Project of JSC "Giprogazcentre".
Babanov N. Ju., PhD, Docent, Vice-Rector in Scientific Work of the N. Novgorod State Polytechnical University.
FOR CITATION: Korsakov S. S., Lartsov S. V., Babanov N. Yu. Modeling of electromagnetic waves nonlinear dispersion on dipolar vibrators with nonlinear loading. H&ES Research. 2017. Vol. 9. No. 6. Pp. 36-44. (In Russian)
