Цифровая система преобразования широкополосных сигналов для астрономических радиоинтерферометров Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

УДК 520.27

Н. Е. Кольцов

Санкт-Петербургский государственный электротехнический

университет "ЛЭТИ" Л. В. Федотов, Д. А. Маршалов, Е. В. Носов Институт прикладной астрономии Российской академии наук

Цифровая система преобразования широкополосных сигналов для астрономических радиоинтерферометров

Рассмотрена восьмиканальная цифровая система преобразования широкополосных сигналов (СПШС), предназначенная для астрономических радиоинтерферометров со сверхдлинными базами. Полосы пропускания каналов системы до 512 МГц, информационный поток данных до 16 384 Гбит/с. СПШС обеспечивает повышение чувствительности интерферометра и точности координатно-временных и угловых измерений. СПШС может использоваться на радиотелескопах с антеннами большого и малого (например, 13 м) диаметров.

Радиоинтерферометрия со сверхдлинными базами, цифровое преобразование широкополосных сигналов, чувствительность радиоинтерферометра

Радиоинтерферометрия со сверхдлинными базами (РСДБ) широко применяется как при фундаментальных научных исследованиях в областях астрофизики, астрометрии и космической геодезии, так и при решении ряда важных прикладных задач, например высокоточного координатно-вре-менного обеспечения и поддержки глобальной навигационной спутниковой системы ГЛОНАСС [1]. В РСДБ-комплексе "Квазар-КВО", построенном на радиотелескопах с антеннами диаметром 32 м, необходимая чувствительность достигается даже при сравнительно узких (А/ < 16 МГц) полосах пропускания приемных каналов [2], [3], а точность угловых и временных измерений повышается за счет использования нескольких приемных каналов и синтеза сравнительно широкой полосы частот АF [4].

Радиотелескопы с большими антеннами, предназначенные в основном для фундаментальных научных исследований, не способны в полной мере решать задачи прикладного характера, требующие большого объема регулярных РСДБ-наблю-дений. Например, для оперативного мониторинга Всемирного времени необходимо проводить ежедневно 3-4 часовых сеанса РСДБ-наблюдений с увеличенным в 3-4 раза числом источников, а также еженедельно - суточные сеансы наблюдений для уточнения других параметров вращения Земли (ПВЗ). Для таких наблюдений необходимы быстроповоротные радиотелескопы с антеннами

относительно небольшого (до 13 м) диаметра. Чтобы сохранить и по возможности повысить чувствительность радиоинтерферометров с 13-метровыми антеннами, необходимо расширить полосу пропускания А/ каналов преобразования сигналов по крайней мере до 400 МГц [5].

Для радиоинтерферометров с 13-метровыми антеннами разработана цифровая система преобразования широкополосных сигналов (СПШС), состоящая из восьми одинаковых каналов цифрового преобразования сигналов, подключенных к широкополосным выходам промежуточных частот радиоастрономической приемной системы, модуля синхронизации и узла питания, объединенных между собой через кроссплату (рис. 1). Канал преобразования сигналов управляется специальным контроллером МюгоВ^е, сформированным в программируемой логической интегральной схеме (ПЛИС) и через интерфейс ИЛЯТ связанным с контроллером управления СПШС, расположенным в модуле синхронизации.

На вход каждого канала СПШС поступает шумовой сигнал, представляющий собой аддитивную смесь собственных шумов радиотелескопа с температурой Тш, пересчитанной к входу СПШС, и принимаемого широкополосного сигнала с шумовой температурой Тс = 0.5SAKвх/к, где S - спектральная плотность мощности принимаемого антенной потока радиоизлучения; А -

34

© Кольцов Н. Е., Федотов Л. В., Маршалов Д. А., Носов Е. В., 2014

1 Гц 100 МГц

ф1 ®2 ®

3

Измеритель задержек

I

Модуль синхронизации

Генератор Е = 1024 МГц

Синхронизатор 1РРБ

Контроллер

А 7Г

илкт

у.

I

I

Меандр Е/ 4

Входы

Канал 1

V

АЦП

ПЛИС

Трансивер

7\

илкт

1РРБ

Разветвитель сигналов

Е/ 4

Е

Канал 8

7Т

илкт

1РРБ

Е/ 4

Е

ВОЛП

у.

1±

Кроссплата

V

К компьютеру радиотелескопа

т

Узел электропитания

220 В

▼ ▼

К устройству буферизации данных

Рис. 1

эффективная площадь антенны; Квх - коэффициент передачи входного тракта и поляризационных селекторов; к - постоянная Больцмана. Поскольку при наблюдениях удаленных внегалактических опорных источников спектральная плотность мощности потока принимаемого радиоизлучения не превышает нескольких янских

-Г

(1 Ян = 10-26 Вт • м-2

Гц 1), то отношение "сиг-

нал/шум" на входе СПШС р = Тс /Тш ^ 1 даже при использовании больших антенн и охлаждаемых приемных устройств.

Структура восьмиканальной СПШС согласована с приемной системой разрабатываемого 13-метрового радиотелескопа, облучающая система антенны которого обеспечивает одновременный прием радиосигналов левой и правой круговых поляризаций в диапазонах частот Б (2.2...2.55 ГГц), X (7.9.5 ГГц) и Ка (28.34 ГГц) [6]. Приемные устройства этой системы содержат один преобразователь частот диапазона Б и по три преобразователя частот диапазонов Х и Ка для сигналов каждой поляризации. Благодаря этому радиосигналы каждой поляризации в основном диапазоне (Х или Ка) можно регистрировать тремя каналами СПШС с дальнейшим синтезом полосы частот ДЕ. Сигналы в дополнительном диапазоне, регистрируемые для учета влияния ионосферы, обрабатываются одним каналом СПШС. Типовые режимы РСДБ-наблюде-ний - три канала диапазона Х с синтезом полосы

частот до 2.5 ГГц и один канал для диапазона Б либо три канала диапазона Ка с синтезом полосы частот до 6 ГГц и один канал диапазона Х.

Канал цифрового преобразования сигналов содержит усилитель входного сигнала с полосно-пропускающим фильтром и аттенюатором, восьмиразрядный аналого-цифровой преобразователь (АЦП) АБС081500, работающий с тактовой частотой Е = 1024 МГц, ПЛИС ХС6БЬХ100Т и трансивер Х2 с выходом на волоконно-оптическую линию передачи (ВОЛП) данных (рис. 1). Полоса пропускания входного фильтра при аналого-цифровом преобразовании полосового сигнала должна быть в пределах одной из зон Найквиста (/ -1)( Е/ 2).../ (Е/ 2), где / = 1, 2, 3 - порядковый

номер зоны. Ширина зоны Найквиста в рассматриваемой схеме равна 512 МГц. В СПШС, предназначенных для 13-метровых радиотелескопов, преобразуются сигналы промежуточных частот, спектры которых попадают в третью зону Найквиста (1024.1536 МГц). При установке СПШС на радиотелескопах комплекса "Квазар-КВО", где полоса промежуточных частот составляет 0.1.1 ГГц, можно работать в первой (100.512 МГц) и во второй (512.1024 МГц) зонах Найквиста.

Уровень сигнала на входе АЦП устанавливается аттенюатором так, чтобы среднеквадратическое отклонение (СКО) напряжения о было равным и 13 или немного меньшим этого значения (и - напряжение, соответствующее максимальному зна-

2

1

чению выходного кода АЦП). Для микросхемы ADC081500 (U = 0.34 В) оптимальный уровень мощности входного шумового сигнала составляет 250 мкВт, СКО о» 115 мВ. Значения о вычисляются в ПЛИС по цифровым выборкам сигнала и обновляются с периодом 0.25 с. Эти значения передаются в управляющий компьютер по его запросу с целью измерения уровней сигналов, контроля качества наведения антенны на источник радиоизлучения и проведения радиоастрономических измерений.

АЦП ADC081500, имеющий встроенный двукратный демультиплексор, считывает восьмиразрядные цифровые выборки сигнала с тактовой частотой F и передает их в ПЛИС, работа которой тактируется меандром с частотой F/4 = 256 МГц. Синхронизированные сигналы тактовой частоты F и меандра с частотой F/4 формируются в модуле синхронизации. Цифровые восьмиразрядные выборки сигнала распределяются в ПЛИС по четырем параллельно работающим цифровым двухбитным квантователям, где квантуются на три уровня: —о, 0 и +о. Текущие значения о измеряются со среднеквадратической погрешностью около 1.5 % и вводятся в цифровой двухбитный квантователь. Такой точности достаточно, чтобы практически исключить потери чувствительности радиоинтерферометра, обусловленные неточной установкой порогов квантования [4].

Двухбитные коды данных, полученные квантователями, записываются в буферный регистр с тактовой частотой F/4 = 256 МГц. Данные из

регистра поступают в форматер потока данных в международном стандарте VDIF (VLBI data interchange format) [7]. Местоположение каждого бита потока данных в формате VDIF жестко привязано к шкале времени форматера, которая определяется метками секунд (сигналами 1PPS - one pulse per second), формируемыми в модуле синхронизации.

Полученный при наблюдении поток данных 2048 Гбит/с упаковывается в стандартные пакеты данных 10G Ethernet и через оптический трансивер Х2 передается по ВОЛП в устройство буферизации (например, сервер Dell Power Edge 720) для записи и трансляции в центр корреляционной обработки данных. Суммарный информационный поток данных наблюдений, получаемый восьми-канальной СПШС, составляет 16 384 Гбит/с.

Подробнее со структурой и с алгоритмом работы ПЛИС в канале преобразования сигналов можно ознакомиться в [5], [8].

Для оптимизации режимов работы АЦП в структуре ПЛИС кроме упомянутого ранее вычислителя СКО о сформированы также вычислитель доли выбросов входного сигнала, перегружающих АЦП, и статистический вычислитель долей выбросов входного сигнала, попадающих в области, большие о и меньшие -о. Последнее необходимо для контроля симметрии выборок шумового сигнала и коррекции нулевого уровня отсчета в АЦП. С помощью этих вычислителей удобно контролировать качество работы всего канала цифрового преобразования сигналов. Для контроля фазовой характеристики приемно-уси-лительного тракта радиотелескопа в ПЛИС сформировано устройство, восстанавливающее импульс фазовой калибровки на выходе канала по совокупности когерентных гармонических сигналов, создаваемых последовательностью калибрующих импульсов пикосекундной длительности [9].

Модуль синхронизации. Содержит генератор сигнала тактовой частоты F = 1024 МГц, формирователь меандра с частотой F/ 4, формирователь импульсов 1PPS и измерители задержек этих импульсов относительно импульсов секунд, поступающих с частотой 1 Гц от первичных датчиков времени. Такими датчиками на радиотелескопе служат приемник навигационных систем GPS/ГЛОНАСС и часы на базе водородного стандарта частоты. С помощью измерителей задержек в модуле синхронизации контролируется расхождение между шкалой времени форматеров VDIF и шкалой времени радиотелескопа. Полученные данные используются для контроля работы системы и для введения поправок при корреляционной обработке данных.

В модуле синхронизации установлен контроллер управления СПШС, соединенный с компьютером радиотелескопа по интерфейсу Ethernet. Генератор тактовой частоты F синхронизирован сигналом опорной частоты 100 МГц, поступающим от водородного стандарта частоты, установленного в обсерватории. Формирователь импульсов 1PPS, работающий по предложенному в [10] принципу, запускается входными секундными импульсами. Фронты импульсов 1PPS совмещены с фронтами меандра тактовой частоты 256 МГц, которым тактируются ПЛИС в каналах преобразования сигналов.

Эффективность СПШС. Чувствительность интерферометра с рассматриваемой системой преобразования сигналов и точность определения положения корреляционного отклика на шкале времени определяются эффективностью СПШС как его

составной части. Погрешности оценки позиционирования корреляционного отклика существенно влияют на точность проводимых координатно-вре-менных и угловых измерений. Погрешность оценки пикового значения корреляционного отклика обусловливает точность определения спектральной плотности мощности принимаемого радиосигнала.

Чувствительность радиоинтерферометра оценивается минимальным значением спектральной плотности мощности потока радиоизлучения 5"min, при которой отношение "сигнал/шум" R на выходе коррелятора достигнет значения Rm;n, достаточного для вычисления групповой задержки сигнала т с приемлемой точностью. Под отношением "сигнал/шум" R понимается отношение пикового значения взаимной корреляционной функции (ВКФ) квантованных сигналов, поступающих с двух радиотелескопов интерферометра, к СКО шума на выходе коррелятора.

Для радиоинтерферометра, использующего на каждом радиотелескопе только один канал с полосой пропускания A/max при прямоугольной амплитудно-частотной характеристике, отношение "сигнал/шум" определяется формулой [4]:

R0 = N 2PlP2 A/max 'н _

_ IKbxiKbx2AiÄ2 ~~ (1)

_ , ^Vmax'н, v '

k V ^in1^in2

где ß < 1 - коэффициент, учитывающий инструментальные потери чувствительности; - время накопления сигналов в корреляторе, подстрочные индексы 1 и 2 обозначают порядковые номера радиотелескопов интерферометра. Если каждый из радиотелескопов содержит N каналов, принимающих радиосигналы в неперекрывающихся полосах частот, то выходное отношение "сигнал/шум" составит Rn _ RoVN.

Основные технические факторы, влияющие на чувствительность, обычно считаются независимыми. Тогда суммарный коэффициент потерь

определяется как ß_^(1 -aj), где aj - коэф-

J

фициент потерь, обусловленный j-м фактором. К наиболее значимым техническим причинам потерь относятся замена выборок аналогового шумового сигнала двухбитными кодами при квантовании (a1 _ 0.12), эффект наложения спектров из соседних зон Найквиста при полосовом аналого-

цифровом преобразовании сигнала (а2), неравномерность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) широкополосного приемно-усилитель-ного тракта до АЦП (а3), нелинейность фазоча-

стотной характеристики (ФЧХ) тракта (а4) и фазовые шумы гетеродинов приемного устройства (а5 ). Последние три фактора относятся в

основном не к СПШС, а к приемным устройствам. При неравномерности АЧХ 1.5.2 дБ а3 »0.03. Потери из-за нелинейности ФЧХ и фазовых шумов гетеродинов в современных приемных устройствах малы: а4 » а5 » 0.01...0.02.

Потери а2 зависят от полосы пропускания А/ фильтра в канале преобразования сигнала и от крутизны скатов АЧХ этого фильтра. При сужении полосы пропускания канала А/ относительно максимально допустимой А/тах = Е/2

уменьшается шум, вносимый из соседних зон Найквиста, но при этом уменьшается и мощность принимаемого сигнала в полосе пропускания.

На рис. 2 показаны зависимости коэффициента потерь а2 от отношения полосы пропускания канала А/ к максимальной полосе А/тах = Е/2. При вычислении коэффициента потерь а2 после синтеза АЧХ полосового фильтра на входе АЦП численным интегрированием в среде МаЛСАЭ определялись мощности сигналов, попадающих в полосу А/тах используемой зоны Найквиста, и сигналов в примыкающих слева и справа зонах. АЧХ приемно-усилительных каналов полагались одинаковыми. Штриховые кривые рассчитаны для входного фильтра с аппроксимирующей функцией Баттер-ворта 5-го, 7-го и 9-го порядков (кривые 1, 2, 3 соответственно). Здесь же сплошными кривыми нанесены соотношения для фильтра с аппроксимирующими функциями Чебышева 1-го рода 5-го, 7-го и 9-го порядков (кривые 4,5, 6 соответственно).

Рис. 2

Из графиков на рис. 2 следует, что коэффициенты потерь а2 достигают четко вьграженного минимума при определенных полосах пропускания каналов. Для фильтров с более высокой крутизной скатов АЧХ потери меньше. Для каналов с чебышевскими фильтрами 7-го порядка оптимальное значение полосы пропускания А/ =

= 0.95А/тах = 486 МГц на уровне пульсаций 0.1 дБ. Коэффициент потерь при этом составляет а2 » 0.06.

С учетом аппаратурных потерь, обусловленных всеми упомянутыми факторами (Р» 0.778), для интерферометра с одинаковыми радиотелескопами при использовании в СПШС только одного канала (N = 1) из (1) следует

0.555А

^0»1.107^>/А/гй

кТш

1 ггт—

(2)

Приняв Я = или NN = Ящт, из (2)

определют порог чувствительности радиоинтерферометра Sm¡п. Обычно Sm¡п определяют при

Яшп = 7^10.

Вычислив отношение "сигнал/шум" на выходе коррелятора, по формуле (2) можно найти отношение р = Тс/Тш на входе СПШС, а также спектральную плотность мощности потока радиоизлучения ^ Измерение временного положения пика ВКФ позволяет определить групповую задержку принятого радиоинтерферометром сигнала [11]. Точность указанных измерений зависит от Я.

Среднеквадратическая ошибка от позиционирования пика ВКФ для одноканального радиоинтерферометра вычисляется по формуле [4], [12]:

0Т0 »>/12/( 2рА/тахЯ0 ).

При использовании на каждом радиотелескопе N каналов и последующем синтезе полосы АF для вычисления ошибки используется формула [4]:

О^ » V( 2РА/э^ ), где А/Э - эффективная полоса частот, которая для N частотных каналов радиоинтерферометра, распределенных в полосе приема АF > NА/ при неперекрывающихся полосах частот выделяемых каналов, определяется как

1

N

А/Э =, ^ I (/] - /0)

2

] =1

причем / ] - средние частоты выделяемых каналами СПШС сигналов; /0 - средняя частота общей полосы приема АF [12].

Экспериментальное исследование. СПШС в одноканальном варианте исследовалась на радиоинтерферометре со сверхдлинной базой "Свет-лое-Зеленчукская" с использованием 32-метровых антенн и приемных устройств комплекса "Квазар-КВО". Проведено наблюдение восьми космических источников радиоизлучения в Х-диа-пазоне. Исследуемые каналы СПШС подключались параллельно штатной системе преобразования сигналов Р1002М с узкополосными (А/у = 16 МГц)

каналами. Наблюдения проводились в штатном режиме координатно-временныгх измерений. На вход цифрового канала СПШС подавался шумовой сигнал в полосе частот 520...920 МГц. Обработка данных наблюдений проводилась в центре корреляционной обработки Института прикладной астрономии РАН.

На рис. 3 показаны зависимости измеренного отношения "сигнал/шум" на выходе коррелятора от спектральной плотности мощности S при использовании на каждом радиотелескопе одного широкополосного (А/ = 400 МГц) и одного узкополосного (А/у = 16 МГц) каналов (кривые 1 и

2 соответственно), а также при использовании восьми узкополосных каналов и синтезе полосы частот АF = 736 МГц (кривая 3).

Результаты эксперимента хорошо согласуются с расчетом. При использовании в интерферометре одного канала с полосой 400 МГц амплитуда корреляционного отклика была в 4.7.4.8 раз больше, чем амплитуда у интерферометра с полосой 16 МГц. Выигрыш оказался несколько меньше

расчетного значения .^А/к/А/у = 5. Это связано в

основном с тем, что неравномерность АЧХ в широкой полосе пропускания приемного канала и устройства, обеспечивающего его сопряжение с исследуемым каналом СПШС, значительно больше неравномерности в узкополосном канале. Но и в этом случае чувствительность широкополосного интерферометра с одним каналом СПШС на каждом радиотелескопе близка к чувствительности восьмиканального интерферометра с синтезом полосы частот, которая почти вдвое шире полосы пропускания исследуемого цифрового канала. Порог чувствительности радиоинтерферометра при использовании на каждом радиотелескопе

Рис. 3

только одного канала с полосой 400 МГц, определенный при Лт;п = 7, составил 5>1тщ = 0.2 Ян. При увеличении числа широкополосных каналов отношение "сигнал/шум" на выходе коррелятора

увеличится в \[Й раз и, соответственно, повысится чувствительность.

На рис. 4 показаны вычисленные коррелятором среднеквадратические погрешности определения групповой задержки сигнала от для интерферометра с единственным широкополосным или узкополосным каналом (кривые 1 и 2 соответственно), а также для восьмиканального интерферометра с синтезом полосы частот 736 МГц (кривая 3). Для сравнения приведена расчетная зависимость от(5) для интерферометра с тремя широкополосными каналами при синтезе полосы частот АЕ = 2.5 ГГц (кривая 4).

Точность оценок групповой задержки сигнала т у интерферометра с одним цифровым широкополосным каналом примерно такая же, как у восьми-канального интерферометра с синтезом полосы

Рис. 4

736 МГц. Максимальные значения среднеквадра-тических ошибок оценок задержки т, определенные для сигналов минимального уровня Лт;п = 7, для сравниваемых интерферометров составили оТ0 = 0.2 нс и отй = 0.07 нс соответственно. За счет увеличения числа широкополосных каналов и расширения полосы приема до 2.5 ГГц можно повысить точность оценки групповой задержки в 7.8 раза.

Наблюдения, проведенные с экспериментальным широкополосным цифровым каналом преобразования сигналов, подтвердили эффективность рассмотренной системы. Она позволяет не только скомпенсировать потери чувствительности при переходе от 32-метровых антенн к 13-метровым, но и повысить точность координатно-временнь1х и угловых измерений.

В настоящее время изготовлены и испытаны в лабораторных условиях два опытных образца СПШС для установки на строящиеся 13-метровые радиотелескопы интерферометра системы оперативного мониторинга Всемирного времени.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. РСДБ системы для поддержки ГНС ГЛОНАСС / А. В. Ипатов, А. М. Финкельштейн, И. С. Гаязов и др. // Тр. ИПА РАН. 201 2. Вып. 24. С. 1 2-23.

2. Федотов Л. В., Кольцов Н. Е. РСДБ терминалы комплекса "Квазар-КВО" // Тр. ИПА РАН. 2007. Вып. 17. С. 298-302.

3. Ипатов А. В., Кольцов Н. Е., Федотов Л. В. Ра-диоинтерферометрический терминал обсерватории "Бадары" // Приборы и техника эксперимента. 2009. № 1. С. 52-57.

4. Томпсон А. Р., Моран Д. В., Свенсон Д. У. Интерферометрия и синтез в радиоастрономии / пер. с англ.; под ред. Л. И. Матвеенко. 2-е изд. М.: ФИЗМАТЛИТ, 2003. 624 с.

5. Цифровая система преобразования сигналов для астрономических радиоинтеферометров с небольшими антеннами / Л. В. Федотов, Н. Е. Кольцов, Е. В. Носов, С. А. Гренков // Приборы и техника эксперимента. 2011. № 6. С. 21 -26.

6. Трехдиапазонная приемная система для радиотелескопов с малыми антеннами / А. А. Евстигнеев, Д. В. Иванов, А. С. Лавров, В. В. Мардышкин // Тр. ИПА РАН. 2013. Вып. 27. С. 312-317.

7. VLBI Data Interchange Format (VDIF) / A. Whitney, M. Kettenis, Ch. Phillips, M. Sekido // IVS 2010 general meeting proceeding, Febr. 7-14, 2010, Hobart, Australia. Green-belt, USA: Goddart spase flight center, 2010. P. 192-196.

8. Перспективная цифровая широкополосная система преобразования сигналов BRAS для РСДБ-радио-телескопов / А. С. Бердников, С. А. Гренков, А. В. Кроха-лев и др. // Тр. ИПА РАН. 2013. Вып. 27. С. 94-1 00.

9. Носов Е. В. Реализация на программируемой логической интегральной схеме контроля сигнала фазовой калибровки в перспективной широкополосной системе преобразования сигналов // Тр. ИПА РАН. 2013. Вып. 27. С. 453-457.

10. Пат. RU 59310 U1 МПК G11B5/09 (2006.01) / Н. Е. Кольцов, Л. В. Федотов. Радиоинтерферомет-

рическая система регистрации сигналов. Опубл. 10.12.06. Бюл. № 34.

11. Радиоинтерферометрический коррелятор для комплекса "Квазар-КВО" / И. Ф. Суркис, В. Ф. Зимов-ский, В. А. Шантырь, А. Е. Мельников // Приборы и техника эксперимента. 2011. № 1. С. 91 -99.

12. Sasao T., Fletcher A. B. Introduction to VLBI systems. Ch. 4: Very long baseline interferometry. Lecture notes for KVN students // URL: http://www.ipa.nw.ru/smu/files /lib/kchap4.pdf

N. E. Koltsov

Saint-Petersburg state electrotechnical university "LETI" L. V. Fedotov, D. A. Marshalov, E. V. Nosov

Institute of applied astronomy of Russian academy of sciences (Saint-Petersburg)

Digital wideband signals conversion system for astronomical interferometers

The 8-channel digital wideband signals conversion system (WSCS) are considered. The system is intended for astronomical very long base radio interferometers. The channels bandwidth is up to 512 MHz. An output data stream is 16,384 Gbit / s from the whole system. WSCS provides increase sensitivity of the interferometer and accuracy of coordinate-time and angular measurements. The system can be used on a radio telescopes with both large and small (e.g. 13 m) diameter antennas.

Very long baseline radio interferometry, digital conversion of wideband signals, radio interferometer sensitivity

Статья поступила в редакцию 20 февраля 2014 г.

УДК 621.373.13: 621.375

Ю. М. Иншаков, У. Назафат Санкт-Петербургский государственный электротехнический

университет "ЛЭТИ" А. В. Белов

Институт экспериментальной медицины АМН РФ (Санкт-Петербург)

Медицинский быстродействующий полупроводниковый термометр

Рассмотрено проектирование быстродействующего медицинского термометра для мониторирования вариации температуры выдыхаемого воздуха пациента. Представлена принципиальная схема разработанного медицинского термометра с использованием полупроводникового датчика и описан принцип ее работы. Приведены результаты температурного моделирования схемы термометра в программе MicroCap 9.

Полупроводниковый температурный датчик, вольт-амперная характеристика полупроводникового р-п-перехода, быстродействующий медицинский термометр

Важнейшие задачи современной медицины -своевременная диагностика и профилактика заболеваний. Одним из методов профилактики заболеваний является метод биологической обратной связи по кардиоритму, основанный на управлении частотой сердечных сокращений с помощью дыхания. Температура выдыхаемого человеком воздуха находится в узком диапазоне 26.36 °С. При проведении медико-биологических исследований пациента необходимо контролировать частоту и амплитуду его дыхательных движений [1]. Используемые при исследовании дыхания электромеха-

нические датчики обычно доставляют неудобства пациентам из-за сложности крепления. Для замены электромеханических датчиков предлагается использовать бесконтактные быстродействующие медицинские термометры с температурными датчиками на основе полупроводниковых диодов в микромодульном исполнении, имеющие минимальный саморазогрев первичного преобразователя и высокую стабильность выходного сигнала.

При контроле вариации температуры выдыхаемого воздуха человека требуются термометры с высокой чувствительностью в узком диапазоне

40

© Иншаков Ю. М., Назафат У., Белов А. В., 2014