CC BY
56
23. Vurin D., Dzapo H. Multielectrode measurement of conductive liquid layer thickness // Proceedings of 2012 IEEE International Instrumentation and Measurement Technology Conference, Graz, Austria, 2012. P. 123-128.
24. Козлов А. Г. Аналитическое моделирование стационарного распределения температуры в двумерных структурах с произвольными прямоугольными границами // Инженерная физика. 2004. № 3. С. 11-19.
25. Kozlov A. G., Fadina E. A. Analysis of electrophysical processes in system of interdigitated microelec-trodes used in microchannels // 2016 IEEE Conference Dynamics of Systems, Mechanisms and Machines (Dynamics). Omsk, Russia, 15-17 November 2016. P. 1-5. DOI: 10.1109/Dynamics.2016.7819032.
УДК 621.375.4
ТРИ ТИПА ШИРОКОПОЛОСНЫХ ТРАНСИМПЕДАНСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ ДИАПАЗОНА 0,1-3 ГГЦ, РАЗРАБОТАННЫХ В ПРОЦЕССЕ 130 НМ
A 0.1-3-GHZ THREE TYPES OF BROADBAND TRANSIMPEDANCE AMPLIFIERS IN SIGE 130 NM
Р. Р. Фахрутдинов, С. А. Завьялов, А. В. Косых, К. В. Мурасов, Р. А. Вольф
Омский государственный технический университет, г. Омск, Россия
Rodion R. Fakhrutdinov, Sergey A. Zavyalov, Anatoly V. Kosykh, Konstantin V. Murasov, Ruslan A. Wolf
Omsk State Technical University, Omsk, Russia
Аннотация. При проектировании СВЧ приемных устройств типа «система на кристалле» (СнК) при соединении каскадов внутри кристалла часто используют согласование по напряжению как при проектировании низкочастотных устройств, поскольку длинна волны значительно превышает длину соединений внутри кристалла. Для соединения СнК с внешними устройствами необходимо обеспечить согласование по мощности с сопротивлением 50 Ом. В статье описана разработка, моделирование, приведены результаты измерения трех видов трансимпедансных усилителей, предназначенных для согласования с внешними 50-омными устройствами внутренних СВЧ блоков. Частотный диапазон всех типов усилителей 0,1...3 ГГц, входной и выходной КСВ не превышает 2. Коэффициент усиления для разных типов усилителей лежит в пределах 16.20 дБ. Усилители выполнены по дифференциальной схеме в технологическом процессе 130 нм БИКМОП и имеют потребляемый ток не более 20 мА.
Ключевые слова: трансимпедансный усилитель, БиКМОП, SiGe, согласование по мощности, система на кристалле, СВЧ.
DOI: 10.25206/2310-9793-7-2-279-289
I. Введение
Современные устройства имеют все меньшие габаритные размеры, поэтому все большее распространение находят устройства, выполненные в виде системы на кристалле (СнК). В настоящее время при создании СВЧ компонентов наиболее распространенной технологией является арсенид галлия, которая позволяет добиваться высоких рабочих частот, широкого частотного диапазона, а также низкого уровня шума. Основным недостатком устройств, построенных с использованием арсенида галлия, является невозможность размещения на одном кристалле большого количества элементов, а следовательно, становится невозможным реализовать систему на кристалле.
При работе с СВЧ сигналами частотой до 20 ГГц блоки могут быть согласованы по напряжению с использованием правил проектирования для низких частот [1], в то время как согласование с внешними устройствами необходимо производить по мощности.
Поскольку при проектировании высокочастотных входных и промежуточных блоков основное внимание уделяется частотным свойствам, снижению уровня шумов, а также обеспечению небольшой потребляемой мощности, выходное сопротивление СФ-блоков часто имеет значение отличное от 50 Ом, что не позволяет соединять выходы непосредственно с внешней нагрузкой.
Таким образом, для обеспечения возможности передачи обработанного системой на кристалле сигнала к внешним устройствам необходим трансимпедансный усилитель, имеющий входное согласование по напряжению и выходное по мощности для стандартного сопротивления нагрузки 50 Ом.
II. Постановка задачи
С учетом того, что верхняя граница частотного диапазона ПЧ сигнала всего приемника типа СнК до 3 ГГц, необходимо, чтобы разработанный трансимпедансный усилитель имел частотный диапазон с некоторым запасом для обеспечения меньшей неравномерности коэффициента усиления в рабочей полосе частот.
Важнейшим из требований, предъявляемых к трансимпедансным усилителям, является обеспечение минимально возможного КСВ во всем рабочем диапазоне частот, при этом следует учитывать, что при разработке топологии увеличиваются паразитные реактивные составляющие, что может привести к увеличению значения КСВ, поэтому при проектировании схемы усилителя нельзя руководствоваться требованием всей системе, КСВ не более 2.
Кроме того, с учетом усиления остальных блоков системы предъявляются требования к обеспечению большой амплитуды выходного сигнала с минимальными искажениями, а также обеспечивается собственное усиление не менее 20 дБ.
Таким образом, к разрабатываемым трансимпедансным усилителям предъявляются следующие требования:
- диапазон частот: 0,1-3 ГГц;
- сопротивление нагрузки: 50 Ом;
- выходное КСВ с учетом паразитных составляющих: не более 1,8.
- коэффициент усиления, не менее 15 дБ;
- амплитуда выходного сигнала: не менее 100 мВ.
- коэффициент нелинейных искажений: не более 5%.
III. Теория
Как отмечалось, для реализации требуемых параметров оптимально использовать БиКМОП процессы, имеющие граничные частоты до нескольких сотен ГГц, что имеет большое значение при работе с низкоомными нагрузками, биполярные транзисторы имеют высокое значение крутизны, что позволит получить требуемый коэффициент усиления при минимальном количестве каскадов. Данная мера позволяет снизить не только занимаемую площадь и потребляемую мощность, но и коэффициент шума, а также получить меньшие фазовые искажения.
Известны реализации трансимпедансных усилителей с использованием МОП транзисторов [2, 3], которые обеспечивают требуемые значения усиления и диапазона частот. При этом крутизна МОП транзистора может быть описана выражением:
vth
где 1с - ток стока, а ^ - пороговое напряжение.
Таким образом, для обеспечения усиления по напряжению хотя бы 1, необходим ток стока порядка 16 мА, что приведет значительного общего потребления тока. При этом транзистор, рассчитанный на большой протекающий ток, будет иметь значительную ширину, а следовательно, значительную емкость перехода, что приведет к увеличению выходного КСВ в области высоких частот.
С учетом питающего напряжения 2,5 В и требуемой неискаженной амплитуды сигнала 100 мВ усилитель может быть реализован без использования обратной связи, что позволяет значительно снизить требования к фазовой характеристике за пределами рабочей полосы частот, следовательно, не применять коррекцию Миллера.
Выходной каскад усилителя может быть выполнен по схеме общего эмиттера (ОЭ) и общего коллектора (ОК). При реализации схемы ОЭ выходное сопротивление в основном будет определятся сопротивлением коллекторного резистора, поскольку внутреннее сопротивление транзистора со стороны коллектора велико и значительно превышает сопротивление нагрузки. Таким образом, получение низкого значения выходного КСВ для схемы ОЭ будет осуществляться выбором сопротивления коллекторного резистора, равного 50 Ом.
При реализации выходного каскада по схеме ОК вклад внутреннего сопротивления транзистора со стороны эмиттера оказывается значительным, выходное сопротивление может быть определенно выражением:
1 _ UT
RoUT ~ с = "Т"> b 'с
где ит - тепловой потенциал, равный 25,5 мВ, а 1С - ток коллектора биполярного транзистора.
В связи с этим для обеспечения КСВ на этапе проектирования принципиальной схемы не более 1,3 ток коллектора может быть задан в диапазоне 390.. .662 мкА.
На рисунке 1 приведена зависимость граничной частоты биполярного транзистора в используемом процессе 130 нм от тока коллектора. Как можно видеть из полученной эмпирической зависимости значения тока,
позволяющее обеспечить требуемое значение КСВ лежит близко к максимуму характеристики. Таким образом, для реализации выходного каскада в требуемом диапазоне частот 0,1-3 ГГц могут быть использованы обе схемы включения.
Следует отметить, что несмотря на коэффициент усиления по напряжению схемы с ОК, равный 1, использование такой схемы имеет преимущества перед схемой с ОИ на МОП транзисторах, поскольку потребляемый ток каскада с биполярным транзистором значительно ниже. Кроме того, выходная емкость биполярного транзистора, рассчитанного на указанный ток коллектора, также значительно ниже емкости канала МОП транзистора.
40.0
Ток коллектора, мА Рис. 1. Зависимость граничной частоты транзистора от тока коллектора
Помимо обеспечения усиления диапазона частот, а также выходного КСВ следует уделить внимание шумовым свойствам усилительных каскадов. Несмотря на то что наибольший вклад в общий уровень шумов приемника вносит входной малошумящий усилитель, влияние не оптимально спроектированного выходного трансимпеданскного усилителя также может быть существенно.
Известно, что плотность шумового напряжения биполярного транзистора имеет зависимость от тока коллектора, при этом в зависимости от величины тока характер зависимости изменяется. Выделяют три участка зависимости [4], которые могут быть описаны выражениями:
2кТит
1г
-, при
4кТИв,при
ит Ж
1с <
и7
<1г.<
2чЯ2в1с
Р
, при
¡с >
2ЯВ' 2рит
2рит
2
и
Г.О
К
где к- постоянная Больцмана, Т-температура, Rв - объемное сопротивление базы, в - коэффициент передачи по току.
Как можно видеть, при малых токах коллектора с увеличением значения тока спектральная плотность шумового напряжения уменьшается. На втором участке уровень собственного шума в основном зависит от температуры, соответственно, на данном участке плотность шума наименьшая. На третьем участке уровень шумов возрастает с ростом тока.
Значение объемного сопротивления базы может быть определенно как:
Кв = ^Ве + .
Ч
где RBe - сопротивление электрического контакта базы, RBl - внутреннее объемное сопротивление базы, q -заряд электрона.
При малых токах базы вклад, вносимый внутренним объемным сопротивлением, минимален, поэтому для маломощных интегральных транзисторов общее объемное сопротивление базы может быть определено как сопротивление электрического контакта; для указанной библиотеки и одного сегмента транзистора сопротивление составляет около 10 Ом.
С учетом среднего значения коэффициента придачи по току р=700 диапазон токов для обеспечения минимального уровня шума может быть определен и составит 1,275...3570 мА без учета снижения коэффициента передачи по току при росте тока коллектора.
Таким образом, при реализации усилительных каскадов по схеме с ОЭ оптимальное значение тока коллектора составит 1.5.5 мА, при этом будет обеспечена высокая граничная частота, малый уровень шумов, а также высокий коэффициент усиления по току. Кроме того, потребляемая мощность каскада в оптимальном режиме будет невелика. Для схемы с ОК в случае применения в оконечном каскаде имеется некоторое противоречие, поскольку для тока коллектора, обеспечивающего низкий КСВ, шумовые параметры каскада будут иметь не оптимальное значение. Следует отметить, что данное значение плотности шума имеет небольшое значение, поэтому при необходимости схема может быть использована в выходном каскаде со сниженным до верхней границы диапазона оптимального КСВ тока коллектора. Для каскадов с ОК, не являющихся выходными, оптимальные токи соответствуют оптимальным токам для схемы с ОЭ.
IV. Описание разработанных трансимпедансных усилителей
На рисунке 2 представлена схема трансимпеданскного усилителя Тип 1. Входной каскад усилителя является дифференциальным каскадом с динамической нагрузкой на транзисторах УТ1, УТ4, УТ6, УТ7. Поскольку для измерений трансимпедансные усилители выполнены отдельным от всей системы кристаллом, на входе подключены согласующие резисторы R1 и R2, имеющие сопротивление 50 Ом, для подключения усилителя к внешнему генератору сигналов.
Рис. 2. Схема трансимпеданскного усилителя Тип 1
Для снижения уровня нелинейных искажений режим работы по постоянному току дифференциального каскада задается при помощи обратной связи по напряжению, при помощи резисторов R3 и R12. Динамическая нагрузка имеет токовую обратную связь на резисторах R7, R10, шунтированных корректирующими конденсаторами C3 и C4.
Введение коррекции позволяет несколько снизить ток, протекающий через дифференциальный каскад, при сохранении верхней границы рабочих частот. Токи, протекающие через дифференциальную пару, а также транзисторы VT4 и VT6 динамической нагрузки составляют 1,5 мА.
Выходной каскад представляет собой ОК, нагруженный источниками тока VT11 и VT13. Применение источников тока обусловлено необходимостью обеспечения выходного сопротивления 50 Ом, что налагает ограничения на ток коллектора. Поскольку применяя резистивную нагрузку, сопротивление будет снижаться, ток коллектора транзисторов VT10 и VT12 необходимо будет снижать, что негативно отразится на частотных свойствах каскада. Применение же источника тока с высоким внутренним сопротивлением решает данную задачу.
На рисунке 2 приведена схема трансимпеданскного усилителя Тип 2.
Основное отличие второго типа трансимпеданскного усилителя заключается в применении выходного каскада, выполненного в виде дифференциальной пары. Применение такого каскада позволяет увеличить ток коллектора транзисторов, что, помимо частотных свойств, позволяет снизить коэффициент нелинейных искажений при больших уровнях выходного сигнала.
Применение двух дифференциальных пар позволяет получить требуемый коэффициент усиления без динамической нагрузки. Частотная коррекция введена в первой дифференциальной паре, посредством токовой обратной связи R9 и конденсатора C5.
Поскольку токи коллектора транзисторов дифференциальной пары выбраны из соображений обеспечения требуемого частотного диапазона и низкого уровня шумов, переменная составляющая выходного тока оказывает влияние на входные цепи через емкости транзисторов, что снижает входное сопротивление на высоких
частотах. Для снижения влияния каскадов друг на друга, а также на вход усилителя применяются развязывающие каскады по схеме с ОК на транзисторах УГ2, УГ3 и УГ8, УТ9.
Рис. 3. Схема трансимпедансного усилителя Тип 2
Усилитель второго типа позволяет получить большую неискаженную амплитуду выходного сигнала чем усилитель первого типа, но при этом имеет большее потребление.
На рис. 4 приведена схема трансимпеданскного усилителя Тип 3.
Рис. 4. Схема трансимпедансного усилителя Тип 3
Выходной каскад усилителя выполнен по двухтактной схеме, предложенной в [5]. В двухтактном выходном каскаде применяются только транзисторы структуры п-р-п, что позволяет реализовать ее в используемом техпроцессе 130 нм БиКМОП.
Благодаря применению двухтактного каскада усилитель позволяет получить неискаженную амплитуду выходного сигнала до 500 мВ. Кроме того, в усилителе применяется два типа обратных связей: по напряжению R3 и R7, которые также задают режимы по постоянному току и являются общими, и токовая R5 для реализации частотной коррекции с помощью конденсатора С3.
На входе также включены согласующие резисторы. Данная схема, в сравнении с предыдущими, может обеспечить меньшее усиление, но при этом имеет малое потребление и малый коэффициент нелинейных искажений при большой амплитуде выходного сигнала.
V. Результаты моделирования
При разработке схем блоков, работающих в СВЧ диапазоне, моделирование с учетом паразитных параметров, экстрагированных из разработанной топологической реализации, имеет решающее значение [6]. Следует отметить, что работа с частотами более нескольких ГГц приводит к необходимости учитывать не только паразитные емкости и сопротивления межсоединений элементов, но и паразитные индуктивности, поскольку на
высоких частотах типичные значения паразитных индуктивностей в десятки, сотни пГн могут значительно ухудшить свойства разработанного блока.
На рис. 5 приведены результаты частотного анализа трех типов разработанных трансимпедансных усилителей. Сплошной линией обозначены частотные характеристики схемы без учета паразитных параметров, а прерывистой с учетом паразитных LRC-составляющих.
Как можно видеть из результатов анализа, для первого типа усилителей верхняя граница полосы пропускания уменьшилась с 3,84 ГГц до 3,18 ГГц, для усилителя Тип 2 частоты составляют 4,66 ГГц и 3,67 ГГц, а для усилителя Тип 3 4,71ГГц и 4,4 ГГц. Таким образом, все типы усилителей с учетом паразитных параметров удовлетворяют заданным требованиям.
Частота. Гц
Рис. 5. Результаты частотного анализа разработанных трансимпедансных усилителей
На рис. 6 приведена зависимость выходного КСВ от частоты с учетом (прерывистая) и без учета (сплошная) паразитных параметров.
Частота, Гц
Рис. 6. Зависимость выходного КСВ от частоты
КСВ всех типов усилителей не превышает требуемого значения 1,8, при этом трансимпедансный усилитель Тип 3 разработан с учетом снижения значения КСВ при учете паразитных параметров, поскольку при моделировании схемотехнической реализации на частоте 3 ГГц КСВ имеет значение 1,9.
На рис. 7 приведена зависимость параметра S12 от частоты, а на рисунке 8 зависимость коэффициента нелинейных искажений от амплитуды выходного сигнала. Прерывистой линией обозначены результаты моделирования с учетом паразитных параметров, а сплошной - без учета.
Для всех типов усилителей в требуемом частотном диапазоне значение S12 не превышает значения -50 дБ, что позволяет сделать вывод, что используемые усилители обеспечат развязку внутренних высокочастотных блоков от внешней нагрузки во всем частотном диапазоне.
Коэффициент нелинейных искажений при требуемой амплитуде выходного сигнала 100 мВ составляет 4% для усилителя Тип 1,3% для усилителя второго типа и 0,96% для усилителя третьего типа при учете паразитных параметров.
Рис. 7. Зависимость S12 от частоты
15
10
j / / !
/ i /,
Тип / ¡h
Гип 2-
.......i..... / / / j y*
/ J , /У /
-У ^ s * s/ - ^Тип 3
i i i i
50 100 150 200 250 300
Амплитуда выходного сигнала, мВ
350
Рис. 8. Зависимость коэффициента нелинейных искажений от амплитуды выходного сигнала
Таким образом, все типы разработанных трансимпедансных усилителей имеют коэффициент усиления более 15 дБ, КСВ ниже 1,8 в диапазоне частот 0,1-3 ГГц, что удовлетворяет заданным требованиям.
VI. Результаты измерений
Для проведения экспериментальных исследований разработанных трансимпедансных усилителей были изготовлены экспериментальные образы в техпроцессе 130 нм БиКМОП. Микрофотография изготовленного кристалла приведена на рисунке 9.
Трансимпедансные усилители размещены в середине кристалла таким образом, что входы и выходы усилителей направлены в противоположные стороны, что сделано для минимизации паразитных обратных связей, которые могут возникнуть при подключении к измерительной оснастке. Для измерений на один экземпляр оснастки производилась разварка только одного типа усилителя. Также на кристалле размещены термостабили-зированные источники опорного тока, необходимые для задания режимов по постоянному току.
На рис. 10 представлены измеренные амплитудно-частотных характеристики разработанных усилителей. Верхние границы рабочих по уровню -3 дБ составили 3,12 ГГц, 3,05 ГГц и 3,34 ГГц для усилителей Тип 1, Тип 2 и Тип 3 соответственно.
Рис. 9. Микрофотография разработанного экспериментального образца
Chi fb Start 100 MHz Pb -50 dBm Stop 5 GHz
Рис. 10. Амплитудно-частотная характеристика разработанных усилителей
Следует отметить, что при измерениях наблюдается волновой характер зависимостей, что обусловлено влиянием измерительной оснастки.
На рис. 11 приведена зависимость КСВ от частоты для всех типов разработанных усилителей.
Как можно видеть из результатов измерений, КСВ усилителей Тип 1 и Тип 2 не превышает значения 1,8 во всем рабочем частотном диапазоне. Усилитель третьего типа показал более высокое значение КСВ на границах частотного диапазона.
Тгс1-ш SWR 1 и / Ret 1 U Cal Off 1
аза
Тип 3
"Sv. Тип 1 --V wK:"
Тип 2-
Chi fb Start 100 MHz Pb -30 dBm
Рис. 11. Зависимость КСВ от частоты
Stop 5 GHz
Локальное повышение КСВ обусловлено повышенными паразитными емкостями, поскольку усилитель третьего типа располагался на экспериментальном образце между первыми двумя типами усилителей, что привело к возникновению повышения КСВ на частотах 2-2,5 ГГц.
Ухудшение КСВ на низких частотах, вероятнее всего, вызвано снижением значения разделительных емкостей на выходе усилителя, которое произошло из-за технологического разброса.
На рис. 12. приведены зависимости коэффициента нелинейных искажений экспериментальных образцов от амплитуды выходного сигнала.
£
¿4
X
О
-
- Тип 2
- Тип Тип 3
—г 1 |
о
140
20 40 60 50 100 120
Амплитуда выходного сигнала, мВ
Рис. 12. Зависимость коэффициента нелинейных искажений от амплитуды выходного сигнала
Для измерения коэффициента нелинейных искажений был применен анализатор спектра, с помощью которого был измерен уровень гармонических оставляющих до четвертой включительно. После проведения измерений КНИ был вычислен по формуле
КНИ =
VА2+А2+А:
VА* +А2+А2+А
: * 100%,
где Ап - уровень п-ой составляющей.
Наилучшие результаты показывает усилитель Тип 3, при этом КНИ усилителя первого типа несколько превышает требования и составляет 5,5% при амплитуде выходного сигнала 100 мВ.
VII. Обсуждение результатов Для удобства сравнения полученных результатов, последние сведены в таблицу.
ТАБЛИЦА
ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ РАЗРАБОТАННЫХ ТРАНСИМПЕДАНСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Параметр Схема без учета паразитных параметров Схема с учетом паразитных параметров Результаты измерений
Тип 1 Тип 2 Тип 3 Тип 1 Тип 2 Тип 3 Тип 1 Тип 2 Тип 3
Верхняя граница рабочих частоты, ГГц 3,84 4,66 4.71 3,18 3,67 4,4 3,12 3,05 3,34
КСВ в диапазоне частот 0,1-3 ГГц 1,14 1,15 1.9 1,2 1,22 1,76 1,81 1,5 2,5
КНИ при амплитуде 100 мВ, % 2,5 2 0.96 4 3 0,96 5,5 1,6 0,24
Коэффициент усиления, дБ 21,3 18,6 16.2 20,9 18,3 15,5 21 17 16
Амплитуда выходного сигнала при КНИ 5%, мВ 160 170 230 124 150 230 91 112 240
Как можно видеть, основные характеристики усилителей удовлетворяют заданным требованиям. У экспериментальных образцов усилителя Типа 3 наблюдается некоторое повышение КСВ на частотах 2...2,5 ГГц, а также на низких частотах, что обусловлено наличием паразитных емкостей между усилителями, а также снижением емкости разделительных конденсаторов. При реализации всей системы на кристалле в целом следует увеличивать емкости разделительных конденсаторов, для обеспечения некоторого запаса.
Верхняя граница рабочих частот всех типов усилителей превышает требуемое значение 3 ГГц. Следует отметить, что наибольшему влиянию паразитных параметров подвергается усилитель Тип 2.
Коэффициент нелинейных искажений при амплитуде 100 мВ усилителей Тип 2 и Тип 3 составляет 1,6 и 0,24% соответственно, при этом усилитель первого типа при измерениях показал несколько большее значение коэффициента нелинейных искажений 5,5%.
Таким образом, можно сделать вывод, что все разработанные усилители могут быть использованы в качестве согласующих усилителей в приемниках типа СнК.
VIII. Выводы и заключение
При проектировании СВЧ приемников типа «система на кристалле» внутренние согласования блоков могут выполняться по правилам проектирования низкочастотных устройств, по напряжению. Для передачи сигнала к внешним блокам необходимо использовать согласование по мощности. Согласование с выходной нагрузкой 50 Ом осуществляется трансимпедансными усилителями.
Для обеспечения корректной работы всей системы в целом к трансимпедансному усилителю были сформированы технические требования.
С учетом требуемых параметров были разработаны три типа трансимпедансных усилителей, выходные каскады которых были построены по схемам ОК, ОЭ, а также двухтактный выходной каскад. Разработанные трансимпедансные усилители имеют выходное сопротивление 50 Ом.
Для всех типов усилителей была разработанная топологическая реализация, из которой были экстрагированы паразитные параметры. Проведенное с учетом паразитных параметров моделирование показало, что параметры усилителей по прежнему удовлетворяют требованиям.
После проведения разработки были изготовлены экспериментальные образцы в техпроцессе 130 нм БиКМОП, параметры которых были измерены при помощи специализированной оснастки.
Измерения показали полное соответствие диапазона рабочих частот техническим требованиям, а также обеспечение требуемого коэффициента усиления. КСВ третьего типа усилителя несколько превышает требуемый и составляет 2,5. Измерения усилителя Тип 1 показали некоторое увеличение коэффициента нелинейных искажений до 5,.5%.
Таким образом, разработанные трансимпедансные усилители в основном соответствуют требованиям. Усилитель Тип 1 может применяться в системах, где необходимо обеспечить большее усиление при минимальном потреблении. Усилитель Тип 2 обладает большей неискаженной амплитудой выходного сигнала, но имеет большее потребление. Усилитель Тип 3 имеет наибольшую амплитуду выходного сигнала, при этом наименьший коэффициент усиления, и может быть применен в системах, к которым предъявляются высокие требования к амплитуде выходного сигнала. Все типы усилителей позволяют работать в диапазоне частот 0,1-3ГГц, обеспечивая выходной КСВ не более 2.
Источник финансирования. Благодарности
Исследования были проведены при финансовой поддержке Министерства науки и высшего образования Российской Федерации. Уникальный идентификатор исследования RFMEFI57417X0164.
Список литературы
1. Фахрутдинов Р. Р., Завьялов С. А., Мурасов К. В., Садыков Ж. Б., Ерохин В. В. Линии передачи СВЧ сигналов в системах на кристалле // Ученые Омска-региону : материалы IV Регион. науч.-технич. конф. G4-G5 июня 2G19 г. Омск: ОмГТУ, 2G19. С. 85-95.
2. Gao Q., Xie S., Mao L., Wu S. A Broadband Transimpedance Amplifier with Optimum Bias Network I 6th International Conference on Management, Education, Information and Control (MEICI 2G16). 2G16. DOI: 1G.2991Imelcl-16.2G16.172.
3. Zheng Y. Operational transconductance amplifiers for gigahertz applications I PhD Thesis. 2GG8. URL : http:IIhdl.handle.net71974I1446.
4. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. 12е изд. М.: Додэка-XXI, 2GG8. 942 с.
5. Llu Y., Wang J., Ding H. Circuit design of Track-And-Hold Amplifier in Ultra-High-speed Folding-Interpolating ADC II 6th International Conference on Machinery, Materials, Environment, Biotechnology and Computer (MMEBC 2G16). 2G16. URL : https:IIdol.orgI1G.2991Immebc-16.2G16.322.
6. Хромов С. С., Зайцев А. А. Экстракция параметров паразитных элементов в системе Calibre xRC для посттопологического моделирования матричных мультиплексоров // Прикладная физика. 2011. № 4. С. 72-75.
7. Razavi B. RF Microelectronics. New York: Printece Hall, 2G11. 916 p.
8. Allen P. E. Analog Integrated Circuits and Systems. 2001. 170 р.
9. Потапов Ю. В. Технологии экстракции паразитных параметров для моделирования межсоединений // Технологии в электронной промышленности. 2007. № 6. С. 22-26.
10. Кирильчук В. Б., Лихачевский Д. В. Основы проектирования СВЧ интегральных схем. Минск: БГУ-ИР, 2012. 308 с.
УДК 621.396.6
СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЙ ИНТЕГРАЛЬНЫЙ ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ЧЕТЫРЬМЯ ВХОДАМИ ДЛЯ УМЕНЬШЕНИЯ НАПРЯЖЕНИЯ СМЕЩЕНИЯ СИГНАЛА ОШИБКИ В ИНТЕГРАЛЬНОЙ СИНФАЗНО-КВАДРАТУРНОЙ ПЕТЛЕ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ, РАЗАРАБОТАННЫЙ В ТЕХПРОЦЕССЕ 180 НМ
THE SPECIALIZED INTEGRATED OPERATIONAL AMPLIFIER WITH FOUR INPUTS FOR REDUCING OF ERROR SIGNAL OFFSET VOLTAGE IN INTEGRATED CARTESIAN LOOP IN PROCESS 180 NM
Р. Р. Фахрутдинов, К. В. Мурасов, С. А. Завьялов
Омский государственный технический университет, г. Омск, Россия
Rodion R. Fakhrutdinov, Konstantin V. Murasov, Sergey A. Zavyalov
Omsk State Technical University, Omsk, Russia
Аннотация. При работе с амплитудно-модулированными сигналами требуются усилители мощности, имеющие линейную амплитудную характеристику. Одним из методов линеаризации, позволяющим существенно снизить уровень интермодуляционных продуктов третьего порядка является синфазно-квадратурная обратная связь. Возникающие при работе системы в интегральном исполнении напряжения смещения сигналов нарушают работу смесителей, чем снижают эффективность линеаризации. В статье описан специализированный интегральный операционный усилитель с четырьмя входами, использующийся как усилитель сигнала ошибки, позволяющий уменьшить напряжение смещения на выходе. Усилитель спроектирован в техпроцессе 180 нм КМОП, имеет частоту единичного усиления 10 МГц, коэффициент усиления 105 дБ. Шум, приведенный ко входу на частоте 10 кГц составляет 8,5 нВ^Гц. Потребляемый усилителем ток составляет 4,5 мА.
Ключевые слова: КМОП, операционный усилитель, синфазно-квадратурная обратная связь, напряжение смещения, сигнал ошибки.
DOI: 10.25206/2310-9793-7-2-289-296
I. Введение
Современные виды модуляции, одним из модулирующихся параметров которых является амплитуда, помимо сложного спектра, часто имеют большое значение пик-фактора. Это приводит к необходимости создания линейных усилителей мощности, поскольку при приеме искаженного сигнала возникает большое количество ошибок, а также может происходить наслоение соседних каналов друг на друга из-за возникающих интермодуляционных составляющих третьего порядка, которые плохо поддаются фильтрации.
Применение синфазно-квадратурной обратной связи позволяет подавить интермодуляционные составляющие на 20...30 дБ [1], что позволит снизить вероятность ошибки приема, а также повысить эффективность работы усилителя мощности, при работе на амплитудной характеристике до области насыщения при сохранении заданного уровня интермодуляционных составляющих.
На эффективность линеаризации синфазно-квадратурной обратной связи влияет множество факторов, одним из которых является корректная работа смесителей, входящих в состав системы.
Интегральная система линеаризации, как правило, имеет непосредственное соединение всех блоков по постоянному току, что неизбежно приводит к появлению напряжения смещения, которое, при определенных сочетаниях вариантов технологического разброса, может усиливаться каскадно включенными дифференциальными усилителями, необходимыми для обработки сигнала.
Возникновение статического смещения приводит к возникновению фиксированной фазовой ошибки на выходе смесителя, а также снижает динамический диапазон смесителя пропорционально возникающему смещению. Поскольку динамический диапазон смесителей в петле во многом определяет эффективность линеаризации всей системы, возникновение смещения ухудшают итоговую линейность усиленного сигнала. Медленно изменяющееся сме-
