Структурно-параметрический синтез синтезаторов частот косвенного типа Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

НАУЧНОЕ ИЗДАНИЕ МГТУ ИМ. Н.Э. БАУМАНА

НАУКА и ОБРАЗОВАНИЕ

Эл № ФС 77 - 48211. Государственная регистрация №0421200025. ISSN 1994-0408

электронный научно-технический журнал

Структурно-параметрический синтез синтезаторов частот косвенного типа

# 06, июнь 2012

Б01: 10.7463/0612.0423339

Казаков Л. Н., Вишняков Д. Ю.

УДК 631.374.42

Россия, Ярославский государственный университет им. П.Г. Демидова

[email protected] у1 вЬпуакоуёет ви@уапёех. ги

Введение

Одним из устройств, широко используемых для построения источников колебаний, являются синтезаторы частот с системой импульсно-фазовой автоподстройки частоты (СЧ-ИФАПЧ). Основными радиотехническими системами, для функционирования которых требовались такие источники, были и остаются радиолокационные системы, измерительные системы и различные виды систем связи и передачи информации [1]. С появлением новых сигналов, например сигналы с ортогональным частотным разделением и способов их формирования и обработки требования к стабильности частоты систем частотного синтеза и уровням их фазовых шумов становятся всё более жёсткими. В связи с этим, возникает задача оценки предельно достижимого уровня спектральной плотности мощности (СПМ) фазовых флуктуаций сигналов однокольцевых и многокольцевых синтезаторов частот и оптимизации структуры и параметров систем частотного синтеза с целью уменьшения уровня фазового шума выходного сигнала.

Оптимизация структуры и параметров синтезатора частот

Согласно [2, 3, 4] СПМ внешних и внутренних помех в СЧ-ИФАПЧ могут быть представлены в виде степенных функций

^ О)=Е Кг • и, ^ О) = ^ к?н и г, 5Г О) = I • юг', (1)

г=0 г =0 г=0

где 5^ О), 5- О) - СПМ фазовых флуктуаций сигналов опорного и

перестраиваемого генераторов, БЦ1 (ю) - эквивалентный фазовый шум цифрового

модуля, Иог, йгун, - константы, определяющие уровень СПМ фазовых

флуктуаций сигналов опорного, перестраиваемого генераторов и цифрового модуля.

Внешними источниками полезного сигнала и шума считаются опорный генератор и цифровой модуль, включающий в себя частотно-фазовый дискриминатор и делители частоты в опорном канале и канале обратной связи. Внутренним источником полезного сигнала и шума является перестраиваемый генератор. Синтезировать структуру однокольцевого СЧ-ИФАПЧ можно с использованием винеровской фильтрации. Это связано с тем, что шумы элементов синтезатора частот достаточно малы и для математического описания данной системы справедлива фазонепрерывная модель. Однако, наличие двух источников полезного сигнала и шума не позволяет воспользоваться классическим вариантом структурного синтеза.

В отличие от ранее предложенного авторами метода синтеза оптимальной структуры СЧ-ИФАПЧ на основе итерационного процесса [5, 6] в данной работе предлагается решить задачу оптимизации в два этапа. На первом этапе происходит синтез структур для каждого источника шума отдельно. Рассмотрению подлежат СПМ фазовых флуктуаций сигналов опорного, перестраиваемого генераторов и эквивалентного шума цифрового модуля. Причём интерес для формирования выходного сигнала синтезаторов частот косвенного типа представляют следующие компоненты фазового шума сигнала опорного и перестраиваемого генераторов: фазовый фликкер-шум, белый частотный шум, частотный фликкер-шум и частотный шум случайных блужданий сигнала опорного генератора, белый фазовый шум, фазовый фликкер-шум, белый частотный шум сигнала перестраиваемого генератора. Помехой являются белые компоненты фазового шума сигнала опорного генератора и цифрового модуля, частотный фликкер-шум, частотный шум случайных блужданий сигнала перестраиваемого генератора. На втором этапе происходит синтез структуры однокольцевого синтезатора частот с учётом тех оптимальных фильтров, которые были получены на первом этапе.

Рассмотрим предложенный алгоритм. Одним из условий реализации фильтра Винера является его физическая реализуемость, в связи с этим для удобства факторизации [7] предлагается сохранить только чётные компоненты СПМ фазовых флуктуаций сигнала опорного, перестраиваемого генераторов и цифрового модуля. СПМ фазовых флуктуаций полезного сигнала и помехи для сигнала опорного кварцевого генератора и перестраиваемого генераторов имеет вид

V с

иф, ог

іог іог

(а)+зфм. (а)=\\+К + С =

а

а

Nо ■

с + л]Ь + 2с ■ і а — а с — -\1 Ь + 2с ■ і а — а

, -а2 , , -а2 ,

(2)

У+

У-

- гу» -гу»

Яф т (а) + ї™. (а) = ^ + -^ =

а

а

■кГ ■

сі + Ьі + 2сі ■ і а — а сі — д1 Ьі + 2сі ■ і а — а

, -а2 -а2 ,

где ,ог (а)

к4ог + к

ог

;+

игу»

У-

опорного

и

'ф, пг

а а

перестраиваемого

Ф пг (а) = -2т- + к г» - СПМ полезного сигнала

а 0

генераторов,

З

Nо = к00г + -ЦМ,

пом. _

ф, ог - іу 0 _ к0 к0

к гУ»

кма=-V

а

и -о

- СПМ помехи, Ь =----------

N о

йог С2 = к4

N

о

-т_

-г

і = 4-і,

С,

-Г_ -0у»

Знак “+” в (2) означает, во-первых, разложение функции в скобках на простые дроби, а во-вторых, взятие лишь тех слагаемых, полюсы которых лежат в верхней области О) - плоскости, знак “-” - в нижней области О) - плоскости.

Коэффициенты передачи оптимальных фильтров имеют вид

Н°опт. (іа) = 1 -'

С +

4Ь + 2с ■

а

{ і 2 Л

с + у Ь + 2с ■ іа-а

а

а + с + VЬ + 2с ■ іа

(3)

А

V ■ Ы (, й0^'віа +Мр Ї

—. -----------------Г- 1 +-. -г

С +^ІЬі + 2сі ■ іа-а

Анализ выражения (3) позволяет сделать следующий вывод. Классический вариант однокольцевого синтезатора частот косвенного типа позволяет реализовать квазиоптимальный фильтр для сигнала опорного генератора (учитывает параметр N ) и оптимальный фильтр для сигнала перестраиваемого генератора (4). При этом в качестве петлевого фильтра используется интегратор с форсированием.

дискриминационной характеристики фазового детектора, Кпг - крутизна регулировочной характеристики ПГ, Кф (іа) - коэффициент передачи петлевого

фильтра, Ті, Т2 - постоянные времени петлевого фильтра, N - значение

коэффициента деления.

Критерием для параметрического синтеза однокольцевого СЧ-ИФАПЧ на втором этапе является минимум дисперсии фазы выходного сигнала. Дисперсия фазовых флуктуаций выходного сигнала СЧ-ИФАПЧ, обусловленная наличием фазовых шумов опорного и перестраиваемого генераторов, эквивалентным фазовым шумом цифрового модуля, имеет вид

(4)

где

коэффициент передачи разомкнутого кольца, Кфд - крутизна

(5)

рв ( 4 .1 Л

( 4

Пределы интегрирования для интегралов (5) определяются исходя из эффективной скорости передачи радиотехнической системы, в которой используется СЧ [3]. Верхний предел интегрирования равен половине частоты дискретизации кольца ИФАПЧ, нижний определяется минимальной скоростью передачи информации. В работе нижний предел интегрирования является параметром (в дальнейшем, если данный параметр не указан, он равен 1 герцу).

Рис. 1. СПМ фазовых флуктуаций выходного сигнала синтезатора частот

дециметрового диапазона

Результат применения данного алгоритма к однокольцевому синтезатору частот дециметрового диапазона представлен на рис. 1. На рис. 2 приведены оптимальные значения полосы единичного усиления кольца ИФАПЧ (Еср) (рис. 2 а) и показателя

колебательности (М) (рис. 2 б) в зависимости от значения нижнего предела интегрирования (5). Минимум дисперсии фазовых флуктуаций сигнала СЧ-ИФАПЧ для низкоскоростных систем достигается при реализации фильтра близкого к оптимальному фильтру для сигнала перестраиваемого генератора, для высокоскоростных систем достигается при реализации фильтра близкого к оптимальному фильтру для сигнала опорного генератора.

s

ю'

: =1=1=1 tl tut:

- -l-H+HHIf- -1“ПТІТТІГ ~ ГПТ1ТТІГ" i-nnnir-i_ UII iliL I I I llllll I I I I Mill

--l-UJJUIL-= =РР№ДЦі:

zzizpxinir:

—I—H+Ht+lf- -

- -1-М tl ft If- ---l-H-HHIb-

I I I llllll ГПЛПІГ' I I I I Mill

___UJJJIUL.

iziztJtmit: :=i=Htittit-l_L

10і

*)

/»* to

F„(riO

і.іб

LIS

1.14

1.13

112

1.11

LI

1.09

НІ

1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 1 1 1 Mill 1 1 1 llllll 1 1 1 ІІІМ

1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 1 ІІІІІІ

1—1—1 -i-lilli- — l_ UI-J-WU- — 1-4-14 ШИ* — 4- -L 14 4-IU4 — 4- 4 4-І-ЦЦ

1 1 1 llllll 1 1 1 1 Mill 1 1 1 1 Mill 1 1 1 llllll 1 1 1 ІІІІІ

1 1 1 llllll 1 1 1 ІІІІІ

--l-U-LIUU-- UI-I-UUU- — J_4_l4CklL_ 4-4-І4І4Ш- 4 4 44-1414

1 1 1 1 Mill 1 1 1 llllll і і 1 iiiiV 1 1 1 llllll 1 1 1 ІІІІІ

1 1 1 llllll 1 1 1 llllll і і і ііііііЧ Л 1 1 llllll 1 1 1 ІІІІІ

_ -l-U-LIUU- _ UU-l-UJU-- j- 4-14 mu. — \ -L І-ІІІШ — 4 4 44І414

1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 1 1 1 Mill \\ 1 llllll 1 1 1 ІІІІІ

1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 111 1 llllll 1 1 ІІІІІІ

1—U XliilJ 1— U-J-LLIU— 1-4-14 Lilli — i-\.ULIlll_ 4 4 4-144 ІІ

1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 1 1 1 Mill 1 II llllll 1 1 ІІІІІІ

1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 ІІІІМІІІ 1 1 1 1ІІІІ

1—1—1 J-liilJ LLLLLUIL- l_ J_ 14 LLIIL _ 1_±\JU111_ 4 4 ІІІІІІ

1 1 1 1 Mill 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 llllllll 1 1 1 ІІІІІ

1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 1 1 1 Mill 1 1 Ш Mill 1 1 ІІІІІІ

l—LJ 1IJJIJ LLLLLDIL- L І-Ll LLIli _ і.±4иш_ 1 4 ІІІІІІ

1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 1 1 1 Mill 1 1 1 llllll 1 1 1 ІІІІІ

1 1 1 1 Mill 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 1 1 lllll 1 1 ІІІІІІ

1—1—1U ill] l_ U_LI±IU LLLL LLIli_ 1_ .Lull lll_ і 4 ІІІІІІ

1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 1 1 1 Mill 1 1 1 llllll 1 1 1 1 Mill

1 1 1 llllll 1 ІІІІІ

1 1 ЧІЧІІ 1 » ЧНЧІ . .

6)

Fм(Гші

Рис. 2. Оптимальные значения полосы единичного усиления кольца импульсно-фазовой автоподстройки частоты (а) и коэффициента колебательности (б)

В результате параметрического синтеза объединённой структуры не удаётся получить оптимальные фильтры для сигналов опорного и перестраиваемого генераторов, которые были получены на первом этапе. Оценить погрешность фильтрации, вызванную неоптимальностью реализованных в синтезаторе фильтров по отношению к синтезируемым фильтрам и учетом фликкерных компонент источников шума можно следующим образом [7]

а

р, аг

I I hO

4

F„ Кі=1 F* Ґ 2

а

p, пг

I I hf ■оҐ - I hn ■o

К і=0

I И°г ■ o~і + I hfM Ґ-

Кі=о

( 4

і=0

Fh Кі=0

НППт. (Ґ)

н а

do.

(ґ)

do,

(б)

2

2

з) ^1)1 (ИШ. б) К °"т-

Рис. 3. Зависимость отношения среднеквадратичного отклонения оценки полезного сигнала опорного генератора Сф ог (а) и сигнала перестраиваемого генератора

®<р пг (б) к оптимальному значению среднеквадратичного отклонения С7ф опт от

нормированной полосы единичного усиления кольца импульсно-фазовой автоподстройки частоты ( Рср опт - оптимальное значение полосы единичного

усиления кольца импульсно-фазовой автоподстройки частоты)

1 1 1 llllll 1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 ІІІІІ

20 1_1_1 ULLIL _I_U±IUIL_ LLUIU1L -LIUliUl JJDU

1 1 1 ИМИ 1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 11 \\ш 1 ІІІІІ

/Я 1 1 1 ими 1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 ІІІІІІ і і і ит\\ 1 1 ІІІІІ

1 і 1ІІІЇІГ 1 1 1 ІІІІІІ І ГПГТіІГ 1 ЫП1МП 1 1 1 1 nil

1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 ІІІІІІ 2 \Х\ мни 1 1 1 ІІІІ

16 ““І“ПТ1П1Г -гпттіг” гггтгпіг ^тпппт _тт ггт

1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 ІІІІІІ 1 1 і німу Г| 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 ІІІІ

N —І-Н +НЖІ- -НН+ЖК-- 1-fHl/ — +■ + Н HHt -+ч -І-НН

1 11 ІІІІІІ 1 11 ІІІІІІ і і ІуГіп 1 11 ІІІІІІ 1 1

12 1-М 4-І UIU -UUI4U4U-- і-иаши. — 4- 4-14 44 U4 -4-4. -14414

1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 ІІІІІІ \JT\ піні 1 1 1 ІІІІІІ 1 1 ІІІІІ

10 __I_UU11IL _I_U±IUIL*. tLU ІІІІІ 1 L U ІІІІІ JUU

1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 III 11^ 1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 ІІІІ

1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 ШЛІ 1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 ІІІІ

1 ПТІІЇІГ і игтіг Г ГП ГГіІГ ГТППіТТ ~11 ІІІІ

1 1 1 \\Шт —кТ11 мін 1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 ІІІІ

6 _П”оИТттіг -гпттгг- ггпттг “ГТППІТТ "ТТ - Т1П

>ПІ ІІІІІІ 1 11 ІІІІІІ 1 11 ІІІІІІ 11 11 ІІІІІІ 1 1

*Н-|-ЖЖІ- -НН+ЖН-- ы-ижн- -І-НН

■ -і ^ rmitr - ггттт - Г ГІТІТЛГ 1 1 1 ІІІІІІ \| ІІІІІ

2 1—1—14-І 4441— —1—1—I414JI4- — і- 4-14144 U- -4-4-14 44U4 -Л -1W* ІІІІ

1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 ІІІІІІ

І 1 1 НІНІ І—L1 1 ІІІІІ 1 1 1 II (НІ 1 1 J ІІІІІІ 1 її ПІП

V v ю2 НҐ 10 10

хз

15

2

1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 1 1 Mill

1 11 ІІІІІІ 1 11 llllll 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 1 J Mill

1—1—1 4-І 4414— — 1—1-14-144 U- -uiumn - 4- 4- 14 44144 - 4 4144411

1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 llllll і і і шиї 1 1 1 llllll 1 Iffil 1 III

1 1 1 ІІІІІІ i i ilinn і і ilinn 1 1 1 llllll 1 If ill Mil

1—1—1 4-І 1414— — 1—1—14-14414- _1_4-14U4U. -4-4- I4141U — 4- J 414411

1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 I 'V111

1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 I 1 fill

1—1—1 4-І 1414— — 1— l-l 4-l-U 14- -ULUUIll — 4-Х 14 44141 — X El 4-і Vi u

1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 llllll 1 1 1 1 Mill 1 1 1 llllll ^ 1 fl 1 1 ill

1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 d і 11 iVii

_ —1—L4 4.41414— — 1— UI4.I44I4- -LLUmil -4-4-1414141-J 4 4-lJL

1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll I 1 Mill

1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll # 1 1 Mill

- _1—U 4.41411— -ULULUll- _l_4_L4Llia — 4- 4-1414111 Jx 44-1-LI U

1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll/ 1 / mm

1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll/ \i A i rain

1—1—14J1414— — 1— LI4.IUIL _l_l_L4lim. -4-Х 14 llLlf- 4Г-1 иди

1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 llllll 1 1 1 1 Mill 1 1 1 IIIlf -Л i nim

1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll і і 11 iJL* . i

1 1 Mill

1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 llllll 1 1 1 llllll і і і шиї i 1 1 Mill

1 1 1 ІІІІІІ 1 1 1 llllll 1 11 llllll і і і шиї i 1 1 Mill

» » мит ■ ■ > Mini 1 1 1 Llllll L і J I.IL.

F„<rц) а)

Р„(Гц)

б)

Рис. 4. Зависимость отношения среднеквадратичного отклонения оценки полезного сигнала опорного генератора Сф ог (а) и сигнала перестраиваемого генератора

Сф пг (б) к оптимальному значению среднеквадратичного отклонения Сф опт от

нижнего предела интегрирования

Результаты оценки погрешности фильтрации приведены на рис. 3, 4 (на рисунках: 1 - отношение среднеквадратичного отклонения оценки полезного сигнала к оптимальному значению среднеквадратичного отклонения с учётом фликкерных компонент, 2 - отношение среднеквадратичного отклонения оценки полезного сигнала

к оптимальному значению среднеквадратичного отклонения без учёта фликкерных компонент).

Учёт фликкерных компонент при параметрическом синтезе объединенной структуры приводит к увеличению полосы единичного усиления кольца импульснофазовой автоподстройки частоты и к уменьшению отклонения среднеквадратичного отклонения оценки полезного сигнала от оптимального значения. Отклонение среднеквадратичного отклонения оценки полезного сигнала с учётом фликкерных компонент не превышает 4 дБ, в то время как отклонение среднеквадратичного отклонения оценки полезного сигнала без учёта фликкерных компонент достигает 20 дБ.

Эффект умножения фазовых флуктуаций сигнала опорного генератора кольцом импульсно-фазовой автоподстройки частоты не позволяет реализовать оптимальный фильтр (4). Расчеты синтезаторов частот на основе однокольцевых структур показывают, что реализация больших коэффициентов деления в любом случае может привести к недопустимому уровню фазового шума синтезируемого сигнала. Примером может служить синтезатор частот сантиметрового диапазона с шагом сетки менее 1 МГц (рис. 5, кривая 1). Решить данную проблему можно с помощью многокольцевых структур [3], применение которых позволяет уменьшить коэффициент деления в цепи обратной связи, тем самым реализовать наиболее близкие к оптимальным фильтрующие свойства колец. Пример такого синтезатора приведен на рис. 6, в структуре которого можно выделить опорное кольцо (формирует грубую сетку частот) и выходное кольцо (формирует шаг синтезируемой сетки частот). На рис. 6 приняты следующие обозначения: ИФД -импульсно-фазовый детектор, ФНЧ - фильтр низких частот, ГУН - генератор, управляемый напряжением, ДПКД - делитель с переменным коэффициентом деления, ДФКД - делитель с фиксированным коэффициентом деления, У - усилитель, ОГ -

опорный генератор, МК - микроконтроллер п- разрядность шины управления.

Сглаживающие фильтры в обоих кольцах можно построить, используя процедуру синтеза однокольцевого синтезатора частот, предложенную выше, тем самым обобщив ее на многокольцевые структуры СЧ-ИФАПЧ. При этом сначала синтезируется структура опорного кольца. Затем полученная СПМ фазовых флуктуаций сигнала опорного кольца пересчитывается на вход выходного кольца и аппроксимируется зависимостью, позволяющей использовать предложенный в работе метод. Если учесть, что выходное кольцо, как правило, имеет полосу единичного усиления меньше, чем полоса единичного усиления опорного кольца, то пересчитанная СПМ фазовых флуктуаций сигнала опорного

кольца имеет вид (1). В этом случае оптимальный коэффициент передачи для главного кольца имеет вид (3). На рис. 5 приведена зависимость отклонения среднеквадратичного отклонения оценки полезного сигнала для однокольцевого (кривая 1) и двухкольцевого (кривая 2) синтезатора частот от относительного изменения коэффициента деления. На рис. 7 приведены СПМ фазовых флуктуаций сигналов однокольцевого и двухкольцевого СЧ-ИФАПЧ сантиметрового диапазона, шаг сетки 1 МГ ц.

Рис. 5. Зависимость отношения среднеквадратичного отклонения оценки полезного сигнала опорного генератора Сф ог к оптимальному значению среднеквадратичного

отклонения <7ф опт полезного сигнала для однокольцевого (кривая 1) и

двухкольцевого (кривая 2) синтезатора частот от относительного изменения

коэффициента деления

Рис. 6. Синтезатор частот на основе двухкольцевой структуры

Рис. 7. СПМ фазовых флуктуаций сигналов однокольцевого (кривая 1) и двухкольцевого (кривая 2) синтезатора

частот

Заключение

В работе предложен метод структурно-параметрического синтеза синтезаторов частот косвенного типа на основе одно и двухкольцевых структур. Метод позволяет получить квазиоптимальную структуру синтезатора частот для широко используемой на практике полиномиальной модели СПМ фазовых флуктуаций сигналов опорного и перестраиваемого генераторов. Реализация оптимальной структуры СЧ-ИФАПЧ достигается применением в качестве петлевого фильтра кольца импульсно-фазовой автоподстройки частоты интегратора с форсированием. Отклонение оценки полезного сигнала с выхода реализованного фильтра от оценки сигнала с выхода оптимального фильтра с учётом фликкерных компонент не превышает 4 дБ. В то же время эффект умножения фазовых флуктуаций сигнала опорного генератора в СЧ-ИФАПЧ не позволяет реализовать оптимальный фильтр. Применение многокольцевых структур или использование делителя частоты с дробно-переменным коэффициентом деления позволяет уменьшить эффект умножения фазовых флуктуаций сигнала опорного генератора, тем самым сократить отклонение среднеквадратичного отклонения оценки полезного сигнала.

Литература

1. Иванкович М.В., Виноградов А.Н., Лебедев А.Н, Пестряков А.В. Комплекс мониторинга систем профессиональной мобильной радиосвязи // Электросвязь. 2005. №6. С. 14 - 18.

2. Левин В.А., Малиновский В.Н., Романов С.К. Синтезаторы частот с системой импульсно-фазовой автоподстройки частоты. - М.: Радио и связь, 1989. - 232 с.

3. Рыжков А.В., Попов В.Н. Синтезаторы частот в технике радиосвязи.- М.: Радио и Связь, 1991.- 264 с.

4. Жабин А.С., Кулешов В.Н., Голубков А.В. Собственные шумы ИЧФД и их влияние на работу синтезатора частот // Вестник МЭИ.- 2011.- № 1.- С. 60-68.

5. Вишняков Д.Ю., Калямин А.Н. Структурный синтез СЧ-ИФАПЧ на основе оптимального фильтра Винера // Докл. 13-й международ. конф. «Цифровая обработка сигналов и ее применение», Москва. 2011. Т. 1, С. 19-22.

6. Вишняков Д.Ю. Структурный синтез многокольцевых прецизионных синтезаторов частот косвенного типа // Докл. научно-тех. сем. "Системы синхронизации, формирования и обработки сигналов для связи и вещания", Одесса, 2011. С. 49-51.

7. Линдсей В. Системы синхронизации в связи и управлении. - М.: Советское радио, 1978. - 600 с.

SCIENTIFIC PERIODICAL OF THE BAUMAN MSTU

SCIENCE and EDUCATION

EL № FS 77 - 4821 1. №0421200025. ISSN 1994-0408

electronic scientific and technical journal

Structural and parametric synthesis of PLL frequency synthesizer

# 06, June 2012

DOI: 10.7463/0612.0423339

Kazakov L.N., Vishnyakov D.Yu.

Russia, Yaroslavl Demidov State University [email protected] vi shnyakovdeni su@yandex. ru

In this paper structural and parametric synthesis of PLL frequency synthesizers is proposed. The peculiarity of these devices includes existence of both external and internal noise in the system, which, in this case, does not allow to apply the classical method of structural synthesis based on the theory of optimal linear and nonlinear filtering. To solve the problem two steps were proposed. At the first stage optimal filters are synthesized separately for external and internal signal and noise sources. At the second stage structural synthesis is used, which includes properties of optimal filters obtained at the first stage.

Publications with keywords: frequency synthesizer PLL, phase noise, structural and parametric synthesis

Publications with words: frequency synthesizer PLL, phase noise, structural and parametric synthesis

References

1. Ivankovich M.V., Vinogradov A.N., Lebedev A.N, Pestriakov A.V. Kompleks monitoringa sistem professional'noi mobil'noi radiosviazi [Complex monitoring systems of a professional mobile radio communication]. Elektrosviaz', 2005, no. 6, pp. 14 - 18.

2. Levin V.A., Malinovskii V.N., Romanov S.K. Sintezatory chastot s sistemoi impul'sno-fazovoi avtopodstroiki chastity [Frequency synthesizers with a system of pulse-phase-locked loop]. Moscow, Radio i sviaz', 1989. 232 p.

3. Ryzhkov A.V., Popov V.N. Sintezatory chastot v tekhnike radiosviazi [Frequency synthesizers in the technique of radio communication]. Moscow, Radio i Sviaz', 1991. 264 p.

4. Zhabin A.S., Kuleshov V.N., Golubkov A.V. Sobstvennye shumy IChFD i ikh vliianie na rabotu sintezatora chastot [Self-noise of pulse frequency-phase detectors and

their impact on the work of frequency synthesizer]. Vestnik MEI [Herald of MEI], 2011, no. 1, pp. 60-68.

5. Vishniakov D.Iu., Kaliamin A.N. Strukturnyi sintez SCh-IFAPCh na osnove optimal'nogo fil'tra Vinera [Structural synthesis of the frequency stabilization with the system of pulse-phase-locked loop based on the optimal Wiener filter]. Dokl. 13-i mezhdunarod. konf. «Tsifrovaia obrabotka signalov i ee primenenie» [Reports of the 13th International. conference "Digital Signal Processing and its Applications"]. Moscow, 2011, vol. 1. pp. 19-22.

6. Vishniakov D.Iu. Strukturnyi sintez mnogokol'tsevykh pretsizionnykh sintezatorov chastot kosvennogo tipa [Structural synthesis of multi-ring precision frequency synthesizers indirect type]. Dokl. nauchno-tekh. sem. "Sistemy sinkhronizatsii, formirovaniia i obrabotki signalov dlia sviazi i veshchaniia" [Reports of the scientific-technical seminar "System of synchronization, formation and signal processing for communications and broadcasting"]. Odessa, 2011, pp. 49-51.

7. Lindsey W.C. Sinchronization systems in communication and control. New Jersey, Englewood Cliffs, Prentice-Hall Inc., 1972. 599 p. (Russ. ed.: Lindsei V. Sistemy sinkhronizatsii v sviazi i upravlenii. Moscow, Sovetskoe radio, 1978. 600 p.).