Структурная оптимизация дифференциальных каскадов Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Раздел II. Моделирование сложных систем

УДК 621.372

С.Г. Крутчинский, А.В. Нефедова СТРУКТУРНАЯ ОПТИМИЗАЦИЯ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫХ КАСКАДОВ

Как отмечалось в работе [1] создание смешанных систем на кристалле (СнК) не только аналого-цифрового (D/a), но и цифроаналогового типов (A/d) предполагает разработку нового поколения широкодиапазонных и энергоэкономичных инструментальных усилителей как с фиксированными, так и управляемыми параметрами. Выполненные в этой работе исследования показывают, что используемые в аналоговой микросхемотехнике решения не являются оптимальными и не обеспечивают минимизацию коэффициента ослабления синфазного сигнала (ксн). Среди существующих схемотехнических конфигураций дифференциальных каскадов более низкую параметрическую чувствительность имеют структуры с эмиттерной (истоковой) связью активных элементов. Именно поэтому при разработке методики структурного синтеза таких узлов по критерию минимального коэффициента передачи синфазного напряжения эту связь можно использовать в качестве базового структурного признака. Из соотношения (25) [1] следует, что при с = 1

K-b-i = . (1)

Если инвертирующие входы активных элементов не используются для организации контуров дополнительных обратных связей (bu = b_2 = 0), несложно получить следующие базовые для структурной оптимизации соотношения:

= _ (К,- - кп2к+) - к2 кгb+2 + к2к+ь+ , сн1 к2+ к^д ’

к =_ (к2 _ кП1 к + ) _ к+ к_ь+ + к_ к2+ b+2 ; (3)

сн 2 к 2+ к+-д ’

к = (кг + кп2к+) + к+ к-b2+2 _ к++ к+ b2+ ; (4)

м к2+ к+ -д ’

(к- + ктк+) + к+ к-Ь+1 _ к- к-Ь+2 (5)

сн1 Т,.+ Тг+ . >

К2+ К+ •A

где A ^+ J=+ + ^+ (b22 КП 2b22) + ^+ (b11 КП1Ь1 1) + AB + КП1КП 2A_g- КП1(Ь22Ь1 1 b12b21)

К, К- к, К-

КП 2 (b11b2 2 b21b12);

b22 = b22 -1b22, ^=1 b21 -b21, ^= b1 1 -b11, ^=2 b12 -b12, AB Ь11=22 b12b21, Ab АїФ- b12b21.

При наличии, указанной в [1] функциональной связи с = 1 предельное значение коэффициентов ослабления синфазного сигнала с учетом (3) и (4) (см. [1] ) определяется следующими соотношениями:

К , = -5, ЯН,----1 - 5 52 Кт Кп2---; (6)

сн1 1 Н ‘(1 + 5! Ят)(1 + 52 Яп 2)

1 - 515 2 Ят Яп 2

К сн2 = ^ 2 Ян 2

(1 + 5,Яя1 )(1 + 52Яп2 )

(7)

где Я = Я

■‘\П1 -“э

ЯП 2 = Яэ

Таким образом, если Ъ+2 = Ъ+1 и Ь1+ = Ь1+ функции (2) и (3) минимизируются в пространстве параметров основных каскадов и вводимых цепей межкас-кадной связи. Подстановка условий (1) и его симметричного эквивалента в (17) ( см. [1] ) показывает, что при ъ+2 < о, Ь1+1 < 0 знаменатели приведенных выше соотношений равны 1 и при указанной особенности цепей межзвеневых связей уменьшение коэффициента усиления каскада не наблюдается.

Таким образом, структурным признаком дифференциального каскада с потенциально минимальным коэффициентом передачи синфазного сигнала при неизменном дифференциальном коэффициенте усиления является наличие дополнительной функциональной обратной связи с отрицательным возвратным отношением с каждого плеча на его неинвертирующий вход. Схемотехническая

реализация отрицательных Ъ+2 = Ъ+1 и *1+1 = Ъ+2 может быть осуществлена использованием дополнительных инвертирующих каскадов.

Упрощенная принципиальная схема оптимального дифференциального каскада приведена на рис. 1.

Я

К2

X-

Тч

У2

Я

Э4

У4

Я

Э3

У3

ъ+ — _Д +

Я

К1

Рис. 1. Дифференциальный каскад с дополнительными обратными связями

Анализ схемы при условии идентичности плеч приводит к следующему результату

к = а1ЯК1 сн1 1 1

«11

(

«11

Л

«11 + «11 Яэ «11 + «11 Яэ

2

о Н

ос2і \.к 2

К_0 ------------

к д1 —

«1

«;, «121

ч «11 + «111| НЭ «11 + «111|НЭ 0

«11

«21

«11 + «11 НЭ «11 + «11 Нэ

о Н

и, 2 \к 2

К-. —

«1

«л + «121 НЭ «121 + «и НЭ

(9)

(10)

(11)

Таким образом, в отличие от исходной схемы каскада полученное схемотехническое решение характеризуется коэффициентом ослабления синфазного сигнала, предельное значение которого определяется не отношением малосигнальных параметров транзисторов к сопротивлению источника тока (эмиттерной цепи), а разностью этих параметров.

Теоретически, реализация аналогичной компенсирующей обратной связи возможна и за счет применения цепей базы (затвора) основных транзисторов, в этом случае ь- ф о, Ь-2 ф 0. Однако при этом возникают проблемы с реализацией входных цепей дифференциальных каскадов.

Приведенный выше принцип построения дифференциальных каскадов и усилителей увеличивает коэффициент ослабления синфазного сигнала при неизменном дифференциальном коэффициенте усиления. При этом, как видно из приведенных соотношений, дополнительная параметрическая оптимизация схемы не требуется. Для подтверждения данного теоретического положения выпол -нено в среде Р8р1се моделирование различных схем, показанных на рис. 2 - 3.

а)

Рис. 2. Принципиальные схемы традиционного дифференциального каскада (а) и каскада с компенсирующей обратной связью (б)

Рис. 3. Дифференциальный каскад с минимальным коэффициентом передачи синфазного напряжения

При сопоставительном исследовании приведенных схем (табл. 1) контролировались следующие основные для каждого канала параметры каскадов:

• коэффициент передачи для синфазного напряжения — Ксн ;

• граничная частота коэффициента передачи синфазного напряжения — /гр_сн;

• максимальное выходное (граничное) напряжение для синфазного

сигнала — игр_сн ;

• входное граничное напряжение синфазного сигнала — и^ вх ;

• дифференциальный коэффициент передачи канала — К д;

• граничная частота дифференциального коэффициента передачи канала — _/ ;

• максимальное выходное напряжение каскада для дифференциального

Таблица 1

Результаты моделирования схем_______________________

Парамет- ры № схемы № кан. К сн Я & игр сн и гр вх К д гр ивых кан

Б МГц В мВ дБ МГц В

Рис. 1, а 1 -62 1,7 -4 4,9 -50 400 -6 670 4,3

2

Рис. 1, б 1 -55 6.1 -4 4.9 -50 400 -6 63 4,3

2

Рис. 2 1 -113 0,012 -2,7 4,8 -50 400 -6 56 4,3

2

Рабочий ток коллектора каждого из транзисторов в любой из рассмотренных схем составлял 100 мкА при симметричном напряжении питания ± 5 В. Результаты моделирования схем при использовались компонентов радиационностойкого базового матричного кристалла (АБМК) [2] приведены в табл. 1.

Относительно небольшой коэффициент ослабления синфазного напряжения (62 дБ), как это отмечалось в [1] объясняется влиянием сопротивления участка цепи коллектор-эмиттер транзистора, на базе которого реализован источник тока. В соответствии со структурной схемой рис. 1 для увеличения коэффициента ослабления синфазного сигнала в схему необходимо ввести две компенсирующие обратные связи, действие которых должно также обеспечить неизменным дифференциальный коэффициент передачи каскада. Именно такая схема приведена на рис. 2,б. При ее моделировании использовались транзисторы указанного выше АБМК и сохранены режимы их работы. Как видно из табл. 1 несмотря на ожидаемый результат ослабление синфазного напряжения не наблюдается. Однако это имеет достаточно простое объяснение — использованные в схеме дополнительные р-п-р-транзисторы характеризуются значительно более низким сопротивлением коллекторного перехода. Именно поэтому, как следует из [1] и увеличивается коэффициент передачи синфазного напряжения. Необходимо также отметить значительное увеличение диапазона рабочих частот для этого

сигнала, которое также объясняется действием введенных контуров. Действительно даже не привлекая дополнительных исследований из соотношений (8), (9) следует, что эффективность действия контуров возрастает при уменьшении начального значения коэффициента ослабления синфазного напряжения.

Таким образом, в рамках указанных компонентов повышение эффективности действия контуров обратных связей возможно только при условии разделения узла ввода сигнала обратной связи и эмиттерных цепей основных транзисторов. Решение данной задачи возможно в рамках схемы, показанной на рис. 17. Наличие такого преобразования обеспечивает зависимость коэффициента ослабления синфазного сигнала не от отношения сопротивлений, а от разности таких отношений (8) и (9), что обеспечивает увеличение коэффициента ослабления синфазного сигнала. Дифференциальный коэффициент усиления остается неизменным.

Параметры схемы приведены в табл. 2. Необходимо отметить значительное (практически на три порядка) увеличение коэффициента ослабления синфазного сигнала при неизменном дифференциальном коэффициенте усиления.

Как видно из соотношений (8) и (9) идентичность основных транзисторов должна обеспечивать нулевое значение Ксн. Однако в реальных схемах эта величина ограничивается влиянием эквивалентного сопротивления коллекторного перехода (конечностью И22), образующего цепь прямой передачи входного сигнала из базы в коллектор основных транзисторов.

Таким образом не только доказано, но и показано позитивное влияние дополнительных компенсирующих синфазный сигнал обратных связей вводимых в структуру дифференциального каскада. В [1] подчеркивалась необходимость создания широкого класса мультидифференциальных ОУ для решения различных задач в современной микроэлектронике.

Р.?

: 1»:

-УА-

X

і. I

ш

I .•

)С'Г

Рис. 4. Структурная схема входного каскада для МОУ с дополнительными обратными связями и эмиитерными сопротивлениями

На рис. 4 приведена структурная схема входного каскада для такого ОУ с дополнительными компенсирующими синфазный сигнал обратными связями и эмиттерными сопротивлениями для расширения диапазона линейной работы. Настоящая схема получена композицией ставшего уже традиционным подходом образования входных цепей мультидифференциальных ОУ [3] и структурного признака дифференциального каскада с минимальным коэффициентом передачи синфазного сигнала, который сформулирован в настоящей работе. В табл. 2 приведены результаты ее поэтапного преобразования:

- вариант 1: простейший входной каскад без дополнительных обратных связей и эмиттерных сопротивлений;

- вариант 2: входной каскад с дополнительными, компенсирующими синфазный сигнал обратными связями, но без эмиттерных сопротивлений;

- вариант 3: входной каскад с эмиттерными сопротивлениями для расширения диапазона линейной работы, но без дополнительных обратных связей;

- вариант 4: входной каскад, приведенный на рис. 4.

Таблица 2

Примечание: Для всех вариантов Еп=5в.

Из табл. 2 следует, что применение эмиттерных сопротивлений значительно уменьшает дифференциальный коэффициент усиления, но не влияет на эффективность действия контуров обратных связей. Их применение расширяет класс задач, решаемых предложенным методом.

В табл. 2 также отмечено уменьшение дифференциального коэффициента усиления, которое объясняется влиянием входного сопротивления транзисторов р-п-р-типа.

Приведенный в данной работе, метод построения дифференциальных каскадов действительно позволяет существенно (практически на три порядка) увеличить коэффициент ослабления синфазного сигнала. Это достигается путем введения дополнительных компенсирующих обратных связей. При этом предложенные преобразования не влияют на дифференциальный коэффициент усиле-

ния. Уменьшение граничной частоты полосы пропускания дифференциального каскада объясняется влиянием входных емкостей дополнительных каскадов на р-п-р транзисторах. Как видно из табл. 1 и 2 граничные частоты дифференциальных каскадов с дополнительными обратными связями практически совпадают, что позволяет использовать предложенный метод структурной оптимизации каскадов для построения широкого класса практических схем мультидифференци-альных ОУ с целью создания экономичных СФ блоков смешанных СнК [1] .

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Крутчинский С.Г., Нефедова А.В. Структурные признаки дифференциальных каскадов - см. выпуск настоящего сборника.

2. Каталог разработок Российско-Белорусского центра аналоговой микросхемотехники / Под ред. Крутчинского С.Г. — Шахты, 2006. — С. 87.

3. Старченко. Е.И. Мультидифференциальные операционные усилители. Сборник трудов МНПС «Проблемы современной аналоговой микросхемотехники». — Шахты, 2002. — С. 35-42.

УДК 621.39

А.М. Недужко

ПРИМЕНЕНИЕ МОДЕЛЕЙ СИСТЕМ МАССОВОГО ОБСЛУЖИВАНИЯ

ДЛЯ РАСЧЕТА ХАРАКТЕРИСТИК ЛИНИЙ ПЕРЕДАЧИ ДАННЫХ

Развитие сетевых технологий и систем передачи данных, возможности интеграции средств вычислительной техники с оконечным оборудованием телемеха -нических систем для энергетики позволяют увеличивать производительность информационно-управляющих систем (ИСУ) и расширять их функциональные возможности.

Развитие энергетических объектов и комплексов непосредственно связано с созданием отраслевых интегрированных автоматизированных информационно-управляющих систем, объединяющих управляющие и исполняющие подразделения.

При проектировании ИСУ следует особое внимание уделить расчету характеристик терминального оборудования и линий передачи данных, как основных составляющих комплекса технических средств ИСУ энергетическими объектами и комплексами.

Поставим задачу расчета оптимального количества линий связи [1]. Пусть имеется поток сообщений, подлежащий обработке на терминальных устройствах или передачи по линиям связи. Поток сообщений имеет характеристики: п — общее количество потоков сообщений различных видов; Ai(t) — распределение интервалов времени между последовательными сообщениями каждого видов; а/ — интенсивность потоков сообщений каждого видов; ai — относительная важность сообщений каждого /-го вида.

Длительность занятости сообщением терминального устройства или линии связи характеризуется функцией распределения Б^)=Р(<4), где Р,(<1) — вероятность того, что длительность занятости сообщением /-го терминального устройства или канала связи не превысит значения t. Характер распределения Б() определяется количеством знаков в сообщении и скоростью передачи для передачи по