CC BY
31СПОСОБ БЫСТРОЙ ЦИФРОВОЙ ФАЗОВОЙ АВТОПОДСТРОЙКИ ЧАСТОТЫ ДЛЯ ОПТИМАЛЬНОЙ КОГЕРЕНТНОЙ ОБРАБОТКИ РАДИОСИГНАЛОВ В НИЗКООРБИТАЛЬНЫХ СПУТНИКОВЫХ СИСТЕМАХ СВЯЗИ (НССС)
Рысин А.В.,
АНО «НТИЦ «Техком» г. Москва, радиоинженер
Бойкачев В.Н., АНО «НТИЦ «Техком» г. Москва, директор кандидат технических наук Наянов А.М.
АНО «НТИЦ «Техком» г. Москва, нач.сектора
A METHOD FOR FAST DIGITAL PHASE-LOCKED FREQUENCY TUNING FOR OPTIMAL COHERENT PROCESSING OF RADIO SIGNALS IN LOW-ORBIT SATELLITE COMMUNICATION
SYSTEMS
Rysin A.,
ANO "STRC" Technical Committee"Moscow, radio engineer
Boykachev V.,
ANO "STRC" Technical Committee"Moscow, director, candidate of technical sciences Nayanov A.
ANO "STRC" Technical Committee" Moscow, head of the sector
АННОТАЦИЯ
В данной статье предлагается способ быстрой фазовой цифровой автоподстройки, заключающийся в том, что вместо выделения квадратичной функции принимаемого сигнала для определения частоты, предлагается в качестве сигнала начального определения частоты Доплера использовать дискриминационную характеристику с подсчётом тактов в каждом из полупериодов и такой цифровой фильтрацией, которая обеспечивает исключение влияние шумов и цифровой дискретизации сигнала. При этом, отличие от аналогов и в том, что в результате цифровой обработки в ПЛИС с цифровым формированием частоты Доплера существует однозначная привязка фаз входного аналогового сигнала доплеровской частоты к формируемой дискриминационной характеристике, и это позволяет вычислить необходимую задержку, которая обеспечивает выставление начального сигнала подстройки по доплеровской частоте в ноль дискриминационной характеристики, с рассогласованием только из-за неточности в определении доплеровской частоты. При этом такая установка определяет и параметры пропорционально-интегрирующего звена по оптимальной устойчивой когерентной обработке с определением необходимой амплитуды сигнала рассогласования дискриминационной характеристики в пропорциональном звене и уровнем сигнала характеризующем частоту Доплера в интегрирующем звене.
ABSTRACT
This article proposes a method of fast phase digital auto-tuning, which consists in the fact that instead of allocating the quadratic function of the received signal to determine the frequency, it is proposed to use a discriminative characteristic with counting clock cycles in each of the half-periods and such digital filtering as ensures the exclusion of the influence of noise and digital sampling of the signal as a signal for the initial determination of the Doppler frequency. At the same time, the difference from analogs is also that as a result of digital processing in FPGAs with digital Doppler frequency formation, there is an unambiguous binding of the phases of the input analog signal of the Doppler frequency to the formed discriminatory characteristic, and this allows us to calculate the necessary delay, which ensures that the initial Doppler frequency adjustment signal is set to zero of the discriminatory characteristic, with a mismatch only due to inaccuracy in determining the Doppler frequency. At the same time, such an installation also determines the parameters of the proportional-integrating link according to the optimal stable coherent processing with the determination of the necessary amplitude of the signal of the mismatch of the discriminatory characteristic in the proportional link and the signal level characterizing the Doppler frequency in the integrating link.
Ключевые слова: цифровая фазовая автоподстройка частоты, схема Костоса, дискриминационная характеристика.
Keywords: digital phase auto-tuning of the frequency, Costas scheme, discrimination characteristic.
На современном этапе развития систем связи например, в Iridium на подстройку частоты уходит на базе низкоорбитальных спутниковых систем, очень большое количество времени, рисунок 1.
20 32 ms 8.28 ms
Рисунок 1.
Формат МДВР - кадра КА Iridium (UL1-UL4 - восходящие каналы, DL1-D4 - нисходящие каналы)
Здесь используется временное разделение на 4 абонентских канала с преамбулой (Simplex) 20,32 млсек и временем на приём и передачу для каждого абонента по 8,28 млсек. Кроме того, для символьной и частотной синхронизации используются отдельные каналы управления с пилот - сигналами.
При этом необходимость начальной быстрой фазовой автоподстройки частоты связана с увеличением количества пользователей приходящихся на один космический аппарат (КА) в низкоорбитальных спутниковых системах связи (НССС) и восстановлением связи при возможных срывах. Здесь наблюдается тенденция необходимости оптимальной обработки радиосигналов с учётом возможности обслуживания Интернет, помимо телефонных переговоров и видеоконференций. При
увеличении потока информации за счёт Internet становится энергетически выгодно использовать вместо многочастотного режима (это требует использование режима А в усилителях мощности с падением к.п.д., вместо режима В), режим временного разделения с увеличением скорости передачи информации при угловом позиционировании на одного абонента за счёт временного разделения.
Рассмотрим требуемый режим работы для телефонных переговоров и видеоконференций по сравнению со спутниковыми системами Iridium и Globalstar, используя оптимальное конструктивное решение, позволяющее поднять коэффициент усиления антенн КА в 4 раза по сравнению с коэффициентом усиления одного луча КА Iridium как показано на рисунке 2.
Рисунок 2. Пример модели нашего спутника с расположением антенн.
Суть этого конструктивного решения в использовании 15 антенн по 256 патч - излучателей, вместо 53 патч - излучателей как это есть в каждой из 6 антенн Iridium. Соответственно выигрыш здесь обеспечивается за счёт увеличения количества из-
лучателей в антенне, и за счёт оптимального расположения каждой из 15 антенн с её угловым электронным сканированием в сочетании с временным разделением в пределах ±15 градусов. В КА Iridium используется постоянное расположение 8 лучей одной антенны Iridium (всего при 6 антеннах на КА
приходится 48 лучей) в пределах угловой зоны обслуживания ±60 градусов, что резко снижает коэффициент усиления лучей антенн. Однако выбранное нами конструктивное решение может обеспечить ещё больший выигрыш, если ещё использовать оптимальные режимы обработки радиосигналов.
Так, при использовании нашего мобильного устройства и его антенны в виде одного патч (мик-рополосковый элемент излучения) с коэффициентом усиления Опрм=3,16 (5дБ) при дальности
D=3000 км и частоте f =2,7 ГГц (Л=0Д11 м) с коэффициентом усиления для каждой антенны КА из пятнадцати G^a=1000 (30 дБ), мощности передатчика на один луч Рпрд =8 Вт (такая мощность выделяется на один луч из 48 в КА Iridium), при отношении сигнал/шум q=20 (вероятность ошибки для фазо-кодовой манипуляции (ФКМ) сигнала 10-6), шумовой температуре Тш=600 К, к - постоянная Больцмана, полоса пропускания мобильного устройства для возможного потока информации вычисляется по формуле:
F = P х G
прм прд прм
х Д2/[(4 хж)2 х q х к х Тш х D2] = = 8 х 1000х 3,16 х (0,111)2 /[(4 х ж)2 х 20 х 1,38 х 10~23 х 600х (3 х 106)2] = 1,296МГц.
(1)
Для Iridium эта величина была около 50 кГц (поток на передачу от антенны Iridium 50 кбит/сек). Предположим, что мы обслуживаем одним КА до 2500 пользователей как в Globalstar (для Iridium 1100 пользователей) при телефонном разговоре в режиме разделения по времени с угловым позиционированием на абонента и при наличии, например, 15 лучей от КА в одночастотном режиме (это обеспечивает наилучший к.п.д. по мощности [1], так как используется усилитель не в режиме класса А, а в режиме класса В, что обеспечивает выигрыш (78%)/(48%) почти в 1,625 раз по сравнению с многочастотным режимом). Иными словами, переход при передаче сигнала от многолучевой системы с разделением по частоте к временному разделению и к однолучевой системе с временным разделением в сочетании с угловым позиционированием на абонента позволяет уменьшить потери в 1,625 раз. При этом зона покрытия (пятна на Земле) аналогична зоне покрытия от антенн КА Iridium, у которого одновременно используется 48 лучей. Тогда, при достижимой скорости передачи информации 1,296 Мбит/сек (в самом худшем случае в дальней зоне) на один луч и скважности на приём и передачу Q=2, мы будем иметь поток информации на одного абонента Naö= 15 лучей*1,29 Мбит/сек/(2*2500 або-нентов)=3870 бит/сек в режиме фазо-кодовой манипуляции (ФКМ). Это соответствует заявленной скорости передачи данных в спутниковой системе Globalstar на канал одного пользователя от 2,4
кбит/сек до 9,6 кбит/сек. При этом мы имеем выигрыш по мощности, так как общая мощность на передачу при скважности Q=2 у нас составит 15 лу-чей*8 Вт/2=60 Вт, тогда как для КА Iridium, мы имеем 48лучей*8 Вт/2=192 Вт. Это означает, что мы можем излучать в одном луче не 8 Вт, а 25,6 Вт, что обеспечит при скорости передачи на один луч нашего КА в 12,38 Мбит/сек поток информации в 12,38 кбит/сек на канал одного абонента в разговорном режиме даже в дальней зоне. Соответственно, напомним, что в спутниковой системе Globalstar используется передающая антенна с 91 элементом излучения и мощностью на элемент в 4,5 Вт, что составляет 409,5 Вт с к.п.д. 30%, а это означает, что мы имеем выигрыш по энергии потребления по сравнению с Globalstar в 409,5 Вт/192 Вт=2,1 раза при даже большей скорости передачи на абонента и количестве обслуживаемых абонентов, и это без учёта выигрыша за счёт использования одночастот-ного режима по коэффициенту полезного действия (к.п.д).
Теперь необходимо оценить скорость передачи по восходящей линии от абонентов к КА. Как известно в спутниковой системе Iridium для абонентов используется мобильное устройство с мощностью в импульсе на излучение Рпрдм=7 Вт при скважности Q=10,9 и средней мощности в 0,64 Вт. В этом случае необходимая полоса пропускания по частоте при приёме на КА будет определяться по формуле:
F = P х G
прм прдм прм
х А2 /[(4 хж)2 х q х к х Тш х D2] = = 7 х 1000х 3,16 х (0,111)2 /[(4 х ж)2 х 20 х 1,38 х 10~23 х 600 х (3 х 106)2 ] = 1,12 МГц.
(2)
Следовательно, мы будем иметь принимаемый на КА поток информации на одного абонента ^бка= 15 лучейх1,12 Мбит/сек/(2х2500 абонентов)= 3386 бит/сек в режиме фазокодовой манипуляции (ФКМ). Однако при приёме на КА сигналов от абонентов мы можем использовать помимо временного разделения и одновременный многочастотный
режим (так как при приёме нет потерь на разделение мощности как в режиме передачи). Выбираем приблизительно на приём 3 -5 абонентов в одном луче, что определяется тем, что на одном полотне из 15 мы располагаем 5 устройств ФАПЧ с когерентным выделением сигналов, что видно из рисунка 3.
ФАПЧ 1
ФАПЧ 2
ФАП [Ч 5
ФАПЧ 4
ФАПЧ 3
Рисунок 3. Расположение ФАПЧ при работе нашего устройства в режиме Iridium при 60 лучах одновременно и разбиении полотна антенны на 4 зоны при 64 элементах патч.
Соответственно дополнительные ФАПЧ позволяют делать разбиение полотна одной антенны не только на 4 отдельных секторальных антенны с коэффициентом усиления как у лучей КА Iridium , но и на 2 антенны, в зависимости от дальности. Такой режим работы может быть необходим в условиях использования абонентами направленных антенн в режиме Internet с увеличением потока информации. Одновременно это позволяет использовать все ФАПЧ и в однолучевом режиме в варианте разделения по частоте, что также необходимо и для увеличения скорости передачи, как это будет видно несколько ниже.
В этом случае интервал времени, выделяемый на одного абонента, может быть увеличен также как минимум в 3 раза. Отсюда, на одного пользователя при приёме на КА может приходиться поток 3386 бит/секх3=10,158 кбит/сек. Надо отметить, что в нашем случае скважность передачи в импульсе от мобильных устройств Q= 111, что определяет среднюю мощность в 0,063 Вт, то есть в 10 раз
меньше, чем для мобильных устройств системы Iridium.
Понятно, что тенденция обслуживания в режиме Internet требует ещё большего потока информации, чем 1 Мбит/сек, и это достигается за счёт увеличения коэффициента усиления антенны абонента, как это делается в спутниковых системах One Web и Starlink, которые используют данные навигации GPS для позиционирования антенн абонента на КА.
Проведём необходимые расчёты для определения возможности использования режима Интернет при заданной скорости передачи информации в 40 Мбит/сек. По нисходящей линии с учётом мощности передатчика на один луч с учётом выигрыша за счёт одночастотного режима Рпрди =25,6 Втх(78%)/(48%)=41,6 Вт и коэффициенте усиления антенны абонента Опрми =14,5 дБ (28,18) мы имеем необходимую полосу приёмника
FnpM = Рпрди х G„PMU хЛ /[(4 хл) X q х k х Тш х D ] =
= 41,6 х 1000х 28,18 х (0,111)2 /[(4 х л)2 х 20 х 1,38 х 1023 х 600х (3 х 10° )2 ] = 59,8 МГц.
лб\2п
(3)
Выбранный нами коэффициент усиления приёмной антенны абонента соответствует известной экспериментальной антенне в полосе частот 2,352,55 ГГц при размерах 165ммх 165мм при наличии
4-х патч - излучателей. Здесь, при КСВН<1,5 коэффициент усиления составляет 14,5 дБ [2], рисунок 4.
-180-135 -90 -45 0 45 90 135 180 -180-135 -90 -45 0 45 90 135 180 а) Е-шюскость б) Н-плоскость
Диаграммы направленности АР на частоте 2,45 ГГц
Рисунок 4. Скриншот страницы из материала [2].
Соответственно по восходящей линии от абонента к КА при 7 Вт на каждый патч из 4-х в антенне [2], мы получим мощность в 28 Вт. При этом полоса на приём потока информации может равняться 40,25 МГц для каждого из 15 лучей нашего КА. Однако в этом случае получается только 600 Мбит/сек на наш один КА, в то время как в спутниковой системе One Web предполагается 3,6 Гбит/сек на один КА. Поэтому для достижения схожих характеристик с One Web необходимо использовать многочастотный режим с компенсацией потерь за счёт увеличения коэффициента усиления антенны абонента, с использованием полосы в 200 МГц, что означает использование на приём от абонента и обратно многочастотного режима. Для достижения такого режим мы можем увеличить коэффициент усиления антенны абонента в 4 раза с 14,5 дБ до 20,5 дБ. При этом размеры антенны, исходя из варианта, приведённого на рисунке 3, будут 330 мм х 330 мм, что сопоставимо с размерами абонентских антенн для спутниковой системы One Web. При этом мощность излучения антенны абонента и антенны КА должна возрасти до 35 Вт в отсутствии выигрыша по к.п.д. В этом случае, мы получим поток информации на абонента и обратно на дальности 3000 км до 200 Мбит/сек и общим потоком от нашего КА в 3 Гбит/сек. Это сравнимо с потоком от системы One Web, если учесть, что One Web для общего покрытия Земли использует 900 КА, а мы всего лишь 98, и наша дальность, которая нами выбрана, также превосходит дальность от КА One Web до абонента (1400 км) почти в 2 раза. При этом мы не учитываем потери в радиолинии в спутниковой системе One Web от облачности и осадков из-за использования частот более 10 ГГц. Следует отметить, что наш выигрыш получен за счёт использования частоты в 2,5 ГГц через увеличение коэффициента усиления антенн КА аппарата в 4 раза и их конструктивного расположения, что позволило получить аналогичные размеры направленных антенн для абонентов как для One Web. То есть, пере-
ложив увеличение размеров на спутниковые антенны, мы учли, что их конструктив до запуска представляет собой компактный сложенный вид, а раскрытие антенн в космосе с увеличением площади не доставляет неудобств в использовании. Понятно, что использование мощности передатчиков в 35 Вт приведёт к росту энергопотребления и общая мощность составит Pm=35 Втх15 лучей=525 Вт, это несколько больше, чем мощность излучения для Globalstar Ргло=4,5 Втх91 патч=409,5 Вт. Однако надо учитывать, что мощность излучения в 35 Вт нам потребуется только в дальней зоне обслуживания, и в зависимости от дальности и углового сектора луча антенны необходимая мощность может изменяться при высоте полёта КА в 650 км в (3000 км/650 км)2=21 раз. Собственно в ближней зоне обслуживания или при увеличении коэффициента усиления антенн абонентов, а также при связи с базовыми станциями, мы можем увеличить количество обслуживаемых одновременно абонентов с 15 до 60 за счёт разбиения каждого полотна антенны на 4 секторальные антенны. В этом случае можно использовать режим QAM в полосе 40 МГц дающего поток информации Nqam=40 Мбит/секх3=120 Мбит/сек. При этом полоса частот, выделяемая на одну секторальную антенну, должна быть сокращена с целью исключения пересечения по диапазону до 80 МГц. Отсюда общий теоретический поток информации приходящийся на КА будет равняться Nqamо= Nqamx2*60= 120 Мбит/секх2х60=14400 Мбит/сек=14,4 Гбит/сек. Это явно превосходит 3,6 Гбит/сек на один КА One Web. Однако здесь потребуется увеличить антенну абонента до размеров 1,32 м x 1,32 м для обслуживания в дальней зоне и это соответствует стационарному варианту.
Кроме представленной антенны на рисунке 4, известны изготовленные образцы антенн с низким уровнем боковых лепестков до -25 дБ и КСВН не более 1,6 с коэффициентами усиления 15,5 дБ и 18 дБ, в диапазоне 2,3-2,5 ГГц, рисунок 5
Рисунок 5. Скриншот страницы из материала [3].
Существуют также и системы слежения по навигационным данным, которые представлены на рисунок 6.
Рисунок 6. Возможная реализация АФАР для абонентов с учётом механической системы слежения.
Соответственно при тенденции увеличения скорости передачи информации одновременно может быть увеличено и количество обслуживаемых абонентов в режиме видеоконференции и разговорной речи при сокращении времени выделяемой на абонента в режиме разделения по времени. Так, в худшем случае время, выделяемое на одного абонента, при скважности на приём и передачу Q=2 при скорости потока информации 1 Мбит/сек и при
3 кбит/сек на одного абонента составит 3 млсек в течение 1 секунды.
При этом известно, что на когерентную обработку радиосигнала влияет как доплеровская частота, так и значение фазы в момент первоначальной подстройки. Отсюда следует требование, что с учётом необходимости обслуживания большого количества абонентов в режиме разделения по времени, необходимо определять доплеровскую ча-
стоту и начальную фазу вхождения в режим когерентной обработки за минимально короткое время, и это условие является определяющем в способе обработке и выборе конструктивного решения.
В настоящее время используются различные методы захвата и ускорения фазовой автоподстройки частоты, которые упираются в необходимость точного начального определения частоты Доплера при наличии шумов в сочетании с захватом частоты. При этом используется способ оценки частоты Доплера при шумах, который описан в [4].
Этот способ используется в дискретной системе с полностью промодулированной (подавленной) несущей (для случая фазокодоманипулирован-ных (ФКМ) сигналов информации), где можно генерировать местную когерентную несущую и сигналы, определяющие расстановку символов во времени, путём возведения в квадрат принятого искаженного шумом сигнала и получения, таким образом, искажённого шумом смодулированного синусоидального колебания, частота которого вдвое больше частоты несущей, которую можно отслеживать при помощи фазовой автоподстройки. Кроме того, если имеется аддитивный нормальный шум и определение частоты должно быть произведено за Тн сек, то близким к оптимальному способом измерения является пропускание принятого сигнала через набор фильтров, настроенных на частоты, отличающиеся на 1/(2Т) Гц. Если априорно известно, что частота находится в полосе, равной W Гц, то потребуется Wx2Тн фильтров. Сигнал с выхода каждого фильтра пропускается через детектор огибающей, и в конце каждого интервала наблюдения определяется значение на его выходе. Все выходные величины сравниваются, и частота, соответствующая наибольшему значению, считается наиболее вероятной. Конечно, остается неопределённость, равная 1/(2Тн) Гц (даже если имеется уверенность в выборе правильного решения); однако это обстоятельство является следствием фундаментального ограничения, что точность оценки частоты обратно пропорциональна времени наблюдения. Для обеспечения высокой вероятности правильного выбора при высоком уровне шума необходимо Тн сделать достаточно большим. При этом и окончательная неопределённость станет
пропорционально меньшей, но за счёт увеличения числа фильтров и детекторов огибающей. Понятно, что такой способ определения частоты имеет недостаток в требовании большого количества допле-ровских фильтров либо в цифровом, либо в аналоговом исполнении с соответствующими детекторами. Отсюда требуется разработать и применить такой способ определения начальной частоты Доплера, который бы при минимальном количестве фильтров обеспечивал бы быстрое определение частоты.
Понятно, что альтернативой использования большого количества доплеровских фильтров в случае цифровой обработки радиосигнала является определение частоты Доплера за счёт подсчёта импульсов тактовой частоты в промежутках времени одного знака фазы выделяемой доплеровской частоты. Здесь, чем выше тактовая частота, тем точнее определяется значение доплеровской частоты. Однако, данный способ имеет следующие недостатки связанные с тем, что при наличии шумов смена знака фазы наступает и от воздействия шумов, что приводит к неоднозначности определения частоты Доплера из-за «дребезга». При этом отметим, что выделение самой доплеровской частоты возможно только в случае отсутствия модуляции информацией через ФКМ сигналы, а возведение в квадрат в аналоговом виде не позволяет дальше совершенствовать быструю подстройку по частоте из-за отсутствия способа формирования необходимой начальной фазы для режима быстрой подстройки. В цифровом виде возведение в квадрат принятого сигнала является трудоёмкой операцией, и далее опять требуется цифровая фильтрация с выделением частоты Доплера, что требует высокого быстродействия с энергетическими затратами. При этом возведение в квадрат убирает также и наличие фазы частоты Доплера, что требует исключение постоянной составляющей.
После определения начальной частоты Доплера, важное значение приобретает также способ быстрого захвата частоты и вхождения в когерентный режим работы. В случае использования ФКМ сигнала способ захвата связан с применением схемы Костоса [5], рисунок 7.
1 I
Рисунок 7. Фазовая автоподстройка частоты по схеме Костоса.
Здесь, с выхода усилителя промежуточной частоты (УПЧ) сигнал XG(t)Dc(t)sin(2пfct) поступает на фазовый дискриминатор, куда с другой стороны подаётся опорное напряжение XG(t)cos(2пfct-ф). Фаза несущей частоты элементарных радиоимпульсов опорного напряжения отличается от фазы импульсов сигнала на ф. Близость времени запаздывания сигнала и опорного напряжения поддерживается системой АПВ (автоматическая подстройка по времени прихода). Фазовый дискриминатор имеет два канала, отличающиеся тем, что их опорные напряжения сдвинуты по фазе на п/2, т.е. находятся в квадратуре. Каждый из каналов представляет собой умножитель сигнала на опорное напряжение. Вырабатываемое ими напряжения фильтруются в фильтрах нижних частот (ФНЧ) в результате чего
образуются квадратурные составляющие (I и Q) сигнала рассогласования по фазе. В связи с тем, что исходный дальномерный сигнал
XG(t)Dc(t)sin(2пfct) манипулирован по фазе сообщением Dc(t), составляющие сигнала ошибки I и Q изменяют свой знак в такт с информационными символами сообщения Dc(t). Для устранения этого влияния используется операция умножения в результате чего сигнал ошибки освобождается от модуляции символами сообщения. Проанализируем правило формирования ошибки. Сигналы и квадратурные опорные напряжения на входе умножителей 1 и 2 рисунок 7 будем считать гармоническими исп^ш(2ж/с0, иот$т(2л;/с1-ф), UоmCOS(2кfct-ф). Тогда на выходах умножителей получим:
ит 7) X иот ъЫ24сг -ф) = 0,5 х и^т [еозф) - ес8(4^ - ф)].
ит ) х иот соз(2л/> - ф) = 0,5 х и^и^тф) - 8:т{4<7 - ф)].
На выходах ФНЧ:
I = 0,5 х итиот соф 0 = 0,5хитит зт(ф).
(4)
(5)
(6) (7)
Сигнал ошибки:
I х 0 = 0,25 х и 2ти 2о
ео8(ф) х 8т{ф) = 0,125х и2сти2от х 8т(2ф).
(8)
Следующей проблемой является сам захват частоты и, например, для ускорения захвата предполагается использовать путь изменения частоты ГУН при помощи внешнего линейно изменяющегося напряжения. Ещё один способ связан с тем, что вместо симметричной дискриминационной харак-
- Ор5 *51дп(/Р5) - •- С>Р5'
теристики при перемножении значений каналов синуса и косинуса (QpsxIps) в фазовом детекторе используется только знак фазы одного из каналов (Qpsxsign(Ips)), что даёт вариант пилообразной дискриминационной характеристики, как показано на рисунке 8..
■м - А- -0Р5/Р5 —♦— АТАМ(0Р5/Р5) |
СП щ
~о
■----•
I_
о
Щ
4-»
=3
а
4->
з О
180 160 140 120 100 80 60 40 20 0 -20
-60 -80 -100 -120 -140 -160 -180
1 1 ' 1
к ▲ f
i 1
* •
i 1 L 1
к
1
'"••J
ll
ki щ
Jr Jr
/ к
А А
I 1
А к «
Л Г
1 1
-180 -150 -120 -90 -60 -30 0 30 60 90
Рисунок 8. Дискриминационные характеристики.
120 150
180
Понятно, что схема Костоса, представленная на рисунке 7 в аналоговом исполнении, даже при наличии захвата частоты на основе дискриминационной характеристики вида Qpsxsign(Ips) представленной на рисунке 8, не может обеспечить установку начальной фазы подстройки в 0 градусов, так как генератор управляемый напряжением (ГУН) не контролирует установку начальной фазы. Необходимость этого связана с тем, что установка началь-
ной фазы определит возникновение сигнала рассогласования только с неточностью определения до-плеровской частоты. Чтобы получить возможность устанавливать начальную фазу надо использовать цифровой синтезатор доплеровских частот. Однако использование только цифрового исполнения также не даст правильной точной установки фазы. С тем чтобы это показать приведём схему цифровой обработки используемой в системах GPS навигации [6], рисунок 9.
Рисунок 9. Схема фазовой автоподстройки частоты на примере GPS приёмника.
Здесь в качестве фильтров нижних частот применены интеграторы со сбросом с накоплением 1024 импульсов при импульсе в 1 Мбит/сек. Соответственно доплеровская частота, которая возможна для начального захвата будет определяться временем накопления, которое составляет 1 млсек (1 кГц). Понятно, что первоначальное значение частоты Доплера должно быть гораздо меньше 1 кГц. При этом точность установки первоначальной фазы будет также определяться временным интервалом между тактами повторения сброса, а это неопределённость 1 млсек. Данная схема изначально уже не применима к случаю времени передачи для одного пользователя в течение 1 млсек, так как за это время невозможно осуществить подстройку при накоплении в фильтрах нижних частот в течении 1 млсек. Таким образом, полностью цифровой вариант по схеме GPS для НССС не позволит решить проблему подстройки сигналов с частотой Доплера выше 1 кГц с начальной установкой фазы в ноль дискриминационной характеристики. Отсюда следует искать способ, который бы обеспечил приемлемое начальное определение доплеровской частоты с установкой начальной фазы в ноль дискриминационной характеристики за минимально возможное время.
Понятно, что при поиске конструктивного решения позволяющего получить способ быстрой подстройки по частоте Доплера с начальной фазой и последующего поддержания режима когерентности при временном разделении надо учитывать
множество факторов, такие как выделяемые для потока информации полосы частот, требуемая скорость передачи потока информации, тактовая частота оцифровки сигналов с учётом энергопотребления в аналого-цифровом преобразователе (АЦП), в программируемой логической интегральной схеме (ПЛИС) и в цифро-аналоговом преобразователе (ЦАП), точность выставления априорных значений за счёт точного знания углового расположения абонента относительно КА и т.д. Однако, так как тенденция идёт к тому, что помимо разговорной речи, и видеоконференций требуется ещё и обеспечивать Интернет, то расчёты по выбору способа обработки надо вести исходя из обеспечения максимального потока информации. Выше мы показали, что допустимый поток информации для Интернет, который можно обеспечить при сравнительно небольших направленных антеннах абонентов будет в районе 40 Мбит/сек. Соответственно, если исходить из теоремы Котельникова, то дискретизация оцифровки сигналов с помощью АЦП должна происходить с тактовой частотой не менее 80 МГц. Однако это в случае использования при оцифровке дельта-функций в теории Котельникова. В реальности требуется не менее 3 - 4 тактов на один принимаемый символ в силу того, что если фронт входного сигнала находится внутри импульса такта, то информация считывается неправильно. Собственно это видно по результату математического моделирования представленного на рисунке 10.
Рисунок 10. Результаты математического моделирования с целью выявления ошибки за счёт
дискретизации.
Здесь тактовая частота GLAA порядка 114 МГц, с балансного демодулятора поступает сигнал sv17 на АЦП с модуляцией по ФКМ информации posl. С АЦП сигнал sv17 считывается с тактом в 114
МГц и поступает в ПЛИС в виде сигнала sin0. Далее сигнал sin0 для получения синхронного такта считывания побитно информации в 38 Мбит/сек разбивается на три с тактами по 38 МГц sin1, sin2, sin3, и
из Рис.8 мы видим, что искажение информации в сигнале sin2 связано с дискретизацией. Надо отметить, что разбиение на 3 потока по 38 Мбит/сек связано и с тем, что обеспечение цифровой фильтрации при такте в 114 МГц до величин меньше 1
Мбит/сек в ПЛИС связано с возрастанием количества звеньев, задержек рассогласования между логическими элементами и энергозатратами до неприемлемых величин. Более наглядно ошибки из-за дискретизации видны на рисунке 11.
Рисунок 11. Ошибки из-за дискретизации.
Если взять цифровые модулятор и демодулятор, то при использовании полосы в многочастотном режиме в 200 МГц нам потребуется подавать на АЦП частоту порядка 500 - 700 МГц. При этом тактовая частота оцифровки будет равняться 2,1 ГГц и должна сочетаться с разрядностью не менее 14 бит, чтобы сильный сигнал от других систем не подавлял слабый наш информационный сигнал, и здесь мы ещё не учитываем возрастание энергопотребления при оцифровке в зависимости от частоты в квадрате. Поэтому, учитывая, что использование цифровых модуляторов и демодуляторов по рисунку 9 не представляется возможным, то мы делаем выбор исходя из применяемых микросхем коммерческого исполнения. Например, известно АЦП AD9254, с тактовой частотой оцифровки 150 МГц с потреблением при этом 0,43 Вт и разрядностью по амплитуде в 14 бит, что практически исключает подавление сильным сигналом слабого нашего информационного сигнала. Отсюда тактовая частота оцифровки в АЦП должна быть 114-150 МГц (мы взяли 114 МГц). Соответственно далее
нами для обработки сигнала также с учётом коммерческого потребления была использована программируемая логическая интегральная схема А3РЕ 3000L (PQFP208). Кроме того на рынке мы имеем аналоговый демодулятор, например, AD8348, который имеет энергопотребление 0,264 Вт с полосой входных промежуточных сигналов УПЧ от 50 МГц до 1,5 ГГц. При этом ширина полосы демодулированного выходного сигнала будет 60 МГц. ЦАП ЛЭ9761 даёт 0,093 Вт при 40 Мбит сек. В качестве балансного модулятора для подстройки по частоте Доплера выберем ЛЭ8345. При питании в 2,7 В у него потребление по току равно 50 мА, соответственно потребление 0,135 Вт, и модулятор ЛЭ8345 имеет частоту выходного сигнала от 140 МГц до 1 ГГц с диапазоном модулирующих сигналов от 0 до 80 МГц.
Отсюда необходимо использовать схему, показанную ниже на рисунке 12 с использованием аналоговых модулятора и демодулятора при подстройке ФАПЧ.
Рисунок 12. Конструктивное исполнение для реализации способа быстрой цифровой фазовой автоподстройки частоты для оптимальной когерентной обработки радиосигналов в низкоорбитальных спутниковых системах связи (НССС)
Таким образом, вся основная обработка по начальной фазе с учётом дальнейшей когерентной обеспечению быстрой подстройки по частоте и обработки будет проводиться в ПЛИС, рисунок 13.
Рисунок 13. Блок-схема цифровой обработки в ПЛИС.
Соответственно мы должны учесть, что при многочастотном режиме приёма на КА от 5 абонентов в одном луче, с использованием 5 ФАПЧ, нами для разделения применяется помимо кодовых псевдослучайных последовательностей в 38 бит ещё и разделение по частоте с разносом на 500 кГц, что исключает выделение одного и того же сигнала по Доплеру одновременно в двух ФАПЧ, при используемой нами фильтрации в ПЛИС. Как будет показано ниже, при фильтрации нами используются
цифровые фильтры, состоящие из 76 звеньев с полосой пропускания 38 МГц/76=500 кГц с возможностью дальнейшего сужения полосы до 166 кГц в режиме первоначального определения частоты, и до 62,5 кГц и менее, в режиме слежения за счёт способа предварительного накопления со сбросом, как в варианте GPS по рисунку 9.
С учётом сказанного мы используем тактовую частоту оцифровки порядка 114-152 МГц. Соответственно в ПЛИС необходимо применить такой способ обработки принимаемого сигнала, который
позволил бы обеспечить реализацию заявленных требований и в нашем случае всё сводится к определению в ПЛИС начальной частоты Доплера и начальной фазы подстройки с обеспечением за счёт пропорционально интегрирующего звена наименьших колебаний из-за шумов с получением оптимальной когерентной обработки.
Как мы отмечали выше, близким к идеальному устройством для определения частоты синусоиды за наименьший промежуток времени была бы комбинация набора фильтров, назначением которых являлось бы определение частоты с точностью, обратно пропорциональной времени наблюдения, и системы захвата с помощью фазовой автоподстройки частоты. При этом, управляемый генератор настраивался бы на ту частоту, которой соответствует наибольший сигнал на выходе детекторов, а петля регулирования захватила бы сигнал и по частоте, и по фазе. Однако недостаток такого способа виден уже в том, что требуется большое количество доплеровских фильтров с детекторами огибающих, которых в ПЛИС не разместить. Кроме того, захват частоты с подстройкой по фазе при пилообразной дискриминационной характеристике не является столь очевидным при наличии шумов в силу того, что требуется обеспечить необходимые параметры пропорционально-интегрирующего звена, которые исключили бы срыв захвата. Суть здесь в том, что в зависимости от начальной фазы мы можем попасть на участок в районе -90 градусов или 90 градусов и при этом параметры пропорционально-интегрирующего звена с учётом необходимой фильтрации (а это необходимо для когерентной обработки сигнала), не обеспечат желаемый захват частоты. Поэтому в данной ситуации необходимо обеспечить и точное выставление начальной фазы в районе нуля градусов дискриминационной характеристики по рисунку 7. Кроме того выделение доплеровской частоты за счёт фильтрации при ограниченном времени наблюдения вызывает сложности связанные с тем, что при приближении доплеровской частоты к нулю время необходимого наблюдения также возрастает. Отсюда при создании нового способа цифровой когерентной обработки радиосигнала требуется решить три задачи.
1) Первая задача основана на предварительном определении частоты Доплера с исключением большого количества доплеровских фильтров и минимальным временем определения частоты.
2) Вторая задача основана на выборе начальной фазы для фазовой автоподстройки, которая исключила бы попадание на нежелательные участки дискриминационной характеристики с раскачкой и исключением тем самой когерентной обработки сигнала.
3) Третья задача основана на правильном выборе параметров пропорционально-интегрирующего звена с целью устойчивого удержания фазовой автоподстройки с наименьшим рассогласованием из-за шумов для когерентной обработки информационного сигнала.
Первый вопрос, который необходимо предварительно решить для выполнения поставленных задач, касается оптимизации цифровой фильтрации в ПЛИС. Понятно, что при оцифровке в АЦП сигнала с тактом в 114 МГц (3 такта на символ информации в 38 Мбит/сек), нам для достижения полосы равной и менее 500 кГц потребуется как минимум 228 звеньев цепи фильтрации на основе суммирующих и вычитающих счётчиков по схемам представленным в [7]. Это требует использование большого количества логических элементов с возрастанием энергозатрат и здесь возникает проблема размещения на ПЛИС этих звеньев так, чтобы обеспечить задержки, исключающие неправильную работу фильтров. С другой стороны для точного определения начальной частоты Доплера тактовая частота должна быть как можно выше, так как определение частоты Доплера связано с подсчётом импульсов в течение периода фазы до её смены на противоположную. В нашем случае для определения начальной частоты Доплера мы используем дискриминационную характеристику cos_s3, рисунок 14. Это означает, что время определения частоты Доплера сокращается, и вместо 2Тн=2/Рдоп мы можем определять начальную частоту даже за время равное Тн/4. Однако время оценки частоты должно быть таким, чтобы исключить влияние воздействие шумов и это возможно, если обеспечена фильтрация лучше, чем это обеспечивается для выделения сигналов информации.
Рисунок 14. Результаты математического моделирования при частоте Доплера 75 кГц при потоке
информации 38 Мбит/сек.
В нашем случае при информации в 1 Мбит/сек, мы имеем выделение символов с вероятностью ошибки 10-6 при отношении сигнал/шум q=20 [8]. Эта вероятность лучше, чем при выделении символов в системе Iridium как минимум на один или два порядка. Однако для исключения дребезга из-за шумов и по другим причинам, связанным с дискретизацией, как это видно из рисунка 14 по сигналу фазы дискриминационной характеристики sumfas,
мы должны иметь вероятность ошибки близкую к нулю. То есть порядка 10-9. Для достижения этого надо обеспечить полосу фильтрации желательно ещё в 10 раз меньше, то есть порядка 100 кГц. Подсчитаем смещение по частоте Доплера для НССС исходя из наклонной дальности в 15 градусов над горизонтом, скорости света с=3*108 м/сек, скорости КА равного ¥ка =8 км в сек, и частоте несущей порядка/=3 ГГц по формуле:
F = {[1 + Ука хcos(15°)/c\/[1-Vra хcos(15°)/c\ -1}x f == 154,547 кГц.
(9)
При этом сменяемость фазы будет происходить за период 4 раза. Отсюда, например, при такте цифровой фильтрации в 38 МГц, а это связано с ограничением в ПЛИС из-за быстродействия и из-за количества логических элементов, мы для оценки частоты в 150 кГц из-за смены фазы в 600 кГц получим 63,3 импульса. При округлении это соответствует 603,17 кГц. При ошибке как минимум в два такта, что связано с ошибкой дискретизации из-за конечных значений тактового импульса, мы получим при значении 65 импульсов 584,6 кГц, а при 61 импульсе мы получим 622,95 кГц. Таким образом, ошибка неточности определения начальной частоты Доплера составит порядка ±19 кГц, и это в том случае, если ошибка не превышает двух тактов. Соответственно необходимая полоса пропускания в 600 кГц, которая сравнима со скоростью передачи информации на абонента в 1 Мбит/сек, не обеспечит нам надёжного выделения частоты Доплера из-за шумов. Отсюда необходимо использовать априорные навигационные данные на основе,
например, системы ГЛОНАСС, что позволит выставить несущую частоту передаваемого сигнала так, чтобы частота Доплера попала в ту полосу, где влияние шумов и оценка частоты Доплера обеспечивали бы быструю подстройку с наименьшим временем оценки частоты.
Так как полоса пропускания для обработки до-плеровских частот в районе дальней зоны обслуживания может оказаться недостаточной для исключения шумов, то в дальней зоне обслуживания, для надёжного исключения дребезга из-за шумов желательно использовать цифровую фильтрацию в 100 -200 кГц (это в 5-10 раз меньше необходимой полосы пропускания для приёма сигнала информации), и тогда мы будем определять начальную частоту Доплера в районе 25 кГц. В этом случае в фазу БишГаБ дискриминационной характеристики одного знака будет укладываться 380 тактовых импульсов. При этом частота Доплера при ошибке на два такта в 382 импульса составит 99,476 кГц. При ошибке в 2 импульса в сторону уменьшения в 378 импульсов, частота Доплера составит 100,52 кГц.
Таким образом, ошибка неточности определения начальной частоты Доплера составит порядка ±0,526 кГц. Собственно такая начальная неточность определения частоты Доплера позволяет уже в режиме подстройки по дискриминационной характеристике использовать накопление в течение 1 млсек со сбросом как это реализовано по схеме на рисунке 9 в GPS. Однако в нашем варианте с учётом передачи информации в 1 Мбит/сек мы можем использовать для каждого абонента псевдослучайный код накопления в 38 символов при передаче символов со скоростью 38 Мбит/сек. И далее после определения начальной частоты Доплера и начальной фазы использовать сужение цифрового фильтра до полосы менее 1-60 кГц. Если допустить изменение частоты Доплера в пределах 25 кГц, то тут мы тоже сталкиваемся с проблемой, при которой время оценки частоты будет возрастать по мере стремления частоты Доплера к нулю. Поэтому необходимо иметь параллельные каналы, в которых сдвиг по частоте обеспечивал бы нахождение частоты Доплера в пределах 20-25 кГц для сокращения времени оценки до приемлемой величины Тоц=40-50 мксек (без учёта начального процесса установления). В этом случае обеспечивается подсчёт тактов импульсов в 4-6 периодах фазы одного знака. Далее мы учитываем, что нами используется для оценки периодов фазы дискриминационная характеристика, что видно из рисунка 14 по cos_s3, а не квадратичная функция принимаемого сигнала, которая имеет более пологую крутизну в месте перескока фазы. Кроме того, нет смысла вводить дополнительно определение в ПЛИС квадратичной функции с цифровой фильтрацией и убиранием постоянной составляющей, раз мы имеем уже дискриминационную характеристику с фазой по частоте Доплера. Соответственно оценка производится на основе подсчёта импульсов, как в положительном, так и в отрицательном периоде фазы дискриминационной характеристики, то есть в интервале между резкими перескоками фазы дискриминационной характеристики, а это обеспечивает снижение влияния уровня шумов за счёт фильтрации и даёт хорошую усреднённую оценку. Отметим, что для снижения влияния уровня шумов мы имеем ещё усреднение по двум или трём полученным оценкам от значений дискриминационных характеристик, получающихся в интервале 40 - 50 мксек. Однако, ещё раз напомним, что, чтобы обеспечить время оценки в течение 40 - 50 мксек необходимо обеспечить оценку частоты в полосе пропускания 20 - 25
кГц. Для этого у нас параллельная обработка достигается за счёт наличия 5 ФАПЧ, в которых обеспечивается сдвиг по частоте на 5 кГц. Понятно, что выбор ФАПЧ, в котором находится сигнал, будет определяться по превышению над пороговым значением по модулю величины 1рк, исходя из значения подсчитанных тактов, а также по значениям максимальной и минимальной амплитуды сигнала по модулю величины 1рв, с сравнением этих величин по пяти каналам. При этом начальная величина частоты Доплера связана с угловым положением луча КА и неточность априорного определения начальной частоты определяется изменением доплеров-ской частоты в пределах этого луча, а это означает, что расхождение частоты Доплера в пределах одного луча может достигать 25 кГц.
Таким образом, мы видим, что быстрый способ выбора начальной частоты Доплера в НССС отличается от известных, тем, что определяется априорным значением, связанным с угловым местоположением луча АФАР КА с использованием навигационных данных по местоположению КА и абонента с выставлением нужной частоты на передачу в пределах обеспечивающих определение частоты с необходимой чувствительностью, исходя из энергопотенциала, минимального времени оценки для определения частоты, оптимальным количеством параллельных каналов ФАПЧ, и из реальных конструктивных возможностей по обработке сигнала. Режим оптимальной обработки связан также с гибкой цифровой фильтрацией в ПЛИС с использованием дискриминационной характеристики вместо квадратичной функции принимаемого сигнала, для исключения «дребезга» по фазе, с выбором частоты такта, обеспечивающего такое количество звеньев цифровой фильтрации при которых нет рассогласования по задержкам и начальная частота Доплера определена с точностью исключающей выход за пределы дискриминационной характеристики. При этом в силу того, что формирование доплеровских частот происходит в ПЛИС цифровым способом по методу [9], мы можем устанавливать начальную фазу подстройки таким образом, чтобы она попадала в ноль дискриминационной характеристики и тем самым рассогласование будет определяться только неточностью определения начальной частоты Доплера.
Разберём быстрый способ выбора начальной частоты на конкретном примере математического моделирования рисунке 15.
Рисунок 15. Начальная оценка частоты Доплера с установкой начальной фазы в ноль дискриминационной характеристики.
Из рисунка 15 мы видим, что начальная дискриминационная характеристика с05_б3 без цифровой фильтрации подвержена искажениям связанными с дискретизацией сигнала, а также из-за шумов. Соответствующая ей фаза БитГаБ имеет дребезг в местах перехода знака фазы. Поэтому нами используется цифровая фильтрация полосой порядка 166 кГц и это исключает «дребезг», что видно по дискриминационной характеристике ХОКЛ2_БОТ и фазе Р1ая_ХОЯЛ2БиР. На основании фазы Р^_ХОЯЛ2БиР запускаются счётчики сСТТ_Я1 и сСТТ_И2, которые ведут подсчёт тактов импульсов. Далее используется счётчик сСТТ_Я, который позволяет определять количество импульсов за период дискриминационной характеристики в моменты резкого перескока фазы, что исключает влияние шумов и дискретизации. Величина сСТТИ2 фиксирует полученные отсчёты и далее на основе усреднения по этим результатам вычисляется цифра по которой вычисляется величина zd2 начальной частоты Доплера. Далее, на основе zd2 устанавливается в пропорционально интегрирующем звене начальное значение частоты с выбором величины сигнала рассогласования по амплитуде дискриминационной характеристики с получением
устойчивой когерентной обработки в условиях изменения доплеровской частоты при движении КА. И после пропорционально-интегрирующего звена сформированный сигнал поступает на цифровой синтезатор частот для формирования сигналов синуса и косинуса начальной доплеровской частоты по алгоритму [9], как это видно по рисунку 16. Кроме того, так как в результате цифровой обработки в ПЛИС существует жёсткая привязка фаз входного аналогового сигнала доплеровской частоты к формируемой дискриминационной характеристике, то это позволяет вычислить необходимую задержку (на основе определённой цифры тактов), которая обеспечивает выставление начального сигнала подстройки по доплеровской частоте в ноль дискриминационной характеристики, что определяется у нас вычислением значения ГгеМ (рисунок 15), за счёт формирования импульса в момент достижения необходимой вычисляемой величины. Это исключает необходимость использования алгоритма по обеспечению устойчивого захвата с выделением на это соответствующего времени [10]. Таким образом, все три поставленные задачи нами решаются оптимальным образом.
Рисунок 16. Формирование частоты подстройки с обеспечением когерентности с входным сигналом.
На рисунке 16 мы видим, совпадение входной частоты Доплера 8ишБ1 с частотой подстройки по Доплеру Битс2 практически уже в самом начале окончания оценки частоты.
На рисунке 17 видны результаты выделения информационного сигнала в ПЛИС data_o_n в инверсном виде с тактом синхронизации с1к_о_п при потоке информации от КА в виде фазоманипулиро-ванного информационного сигнала роБ1.
Рисунок 17. Формирование импульсов информации dataon (негатив) c тактами clk_o_n по принимаемому потоку информации posl после подстройки по доплеровской частоте.
На рисунке 18 мы видим точность подстройки по доплеровской частоте на основе формируемых в
ПЛИС сигналов частот Доплера sums2 и sumc2 после ЦАП относительно входной частоты Доплера sums1.
Flag_XORAlEtT
Fbg XORA2EUF
Рисунок 18. Результаты подстройки в районе 230-270 мксек.
Полученные результаты относятся к случаю выделения потока информации в 38 Мбит/сек, если конечно обеспечивается необходимая чувствительность для обеспечения режима Интернет. Однако для телефонных переговоров с количеством одновременно обслуживаемых абонентов до 2500, мы используем поток информации в 1 Мбит/сек с накоплением псевдослучайного кода для абонентов в 38 бит, по принципу как это делается в системе Globalstar. И в этом случае важно обеспечить символьную синхронизацию по коду. В этом случае, для ускорения символьной синхронизации по коду, после начальной подстройки по частоте Доплера мы используем 5 ФАПЧ для подстройки по кодам. С этой целью мы делаем временной сдвиг по одному и тому же коду на 7-8 символов и далее смотрим результат по превышению порогового значения. Соответственно в этом случае мы получаем, что подстройка по коду произойдёт через 8 мксек*4=32 мксек. Таким образом, общее время подстройки для абонента составит не более 100 мксек. Для примера в системе Iridium это время составляет 5 млсек рисунок 1. Однако в нашем случае совсем не обязательно осуществлять при новом обращении к абоненту за счёт временного прерывания повторение поиска, можно переложить вычисление доплеровской частоты в моменты прерывания, с учётом изменений по доплеровской частоте, на малоразмерные с малым энергопотреблением и менее быстродействующие ПЛИС, которые формируют изменение фазы луча антенны. Так при 256
элементах излучения в полотне одной из пятнадцати антенн по минимуму при отклонении луча на ±15 градусов должно быть 64 таких ПЛИС формирующих угловое положение луча АФАР. Отсюда при одновременном обслуживании 2500 абонентов в разговорном режиме на КА, на каждую из 15 антенн будет приходиться 166-167 абонентов. Соответственно на каждую ПЛИС из 64 формирующих угловое положение луча будет приходиться порядка 3 программ цифрового формирования допле-ровской частоты в непрерывном режиме и это исключит необходимость постоянной подстройки из-за временного прерывания.
Литература
1. Мамонкин И.Г. Усилительные устройства. Учебное пособие для вузов.Изд.2-е, доп. и перераб. М.,» Связь», 1977, стр.235.
2. Дубровка Ф.Ф., Мартынюк С.Е. Полосковая антенная решётка с воздушным заполнением. Вкник Национального техншого ун1верситету Украини «КПП» Сер1я-Радютешка. Радюапарато-бурудования. 2009, №38.
3. http://antennas.spb.ru/.
4. Витерби Э.Д. Принципы когерентной связи. Нью-Йорк, 1966 г. Пер. с англ., под ред. Левина Б. Р. М., «Советское радио», 392 с. Глава 10. Захват частоты и синхронизация. стр. 332.
5. Ю.П. Гришин, В.П. Ипатов, Ю.М. Казари-нов и др.; Под ред. Ю.М. Казаринова. Радиотехнические системы. - М.: Высш. шк., 1990, стр.314.
6. IS-GPS-200, NAVSTAR GPS Space Segment/Navigation User Interfaces (Public ReleaseVersion, ARINC Research Corporation, El Segundo, CA, December 7, 2004).
7. В.В. Гусев, Л.Г. Зеличенко, К.В. Конев, Г.Б. Малько, А.М. Сидоров. Основы импульсной техники. - М.: Сов. радио, 1975, стр.390.
8. В.И. Тихонов. Статистическая радиотехника. - М.: Сов. радио. 1966, стр.473.
9. А.И. Тяжев. Цифровое формирование мани-пулированных колебаний с суженным спектром. -М.: №1 журнал «Радиотехника», 1993, стр.31.
10. Д.В. Васильев, М.Р. Витоль, Ю.Н. Горшен-ков, К.А. Самойло, Т.С. Федосова, Э.М. Черниговская. Радиотехнические цепи и сигналы. - М: Радио и связь, 1982, стр.395.
