SPACE МОДЕЛЬ CMOS RAIL-TO-RAIL ОПЕРАЦіЙНОГО ПіДСИЛЮВАЧА Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

The increase of resistance of output transistor is stipulated by the decrease of electron mobility in the channel due to dissipation of carriers on acoustic phonons. The temperature factor of resistance makes = 7 ■ 10-3 Om /o C .

The increase of input leakage current with the growth of temperature is stipulated by the avalanche multiplication of carriers in the bulk layer of the reverse-biased drain p - n junction [5].

Conclusions

1. The offered analog key IC can be used in load switching circuits both for positive and negative power buses.

2. IC control can be performed by output TTL and CMOS-IC voltage.

3. Production of IC with the use of pockets with buried n+ layers and deep drain diffusion ensure the value of key resistance in an on condition of not more than 1 om.

Стаття присвячена пробле-мi моделювання операцшних пiдсилювачiв гаИ^о-гаИ типу. Принциповою новизною цього нового nоколiння твердотiль-них ттегральних схем е поеднан-ня у входному колi тдсилювача двох каскадiв на взаемно проти-лежному за типом провiдностi низькопорогових МДН транзисторах. Rail-to-rail операцш-т пiдсилювачi виршили проблему розширення розмаху входного та вихидного сигналiв практично до величини напруги живлення схеми. Розроблена модель поед-нуе елементи реальних структур ттегральних схем (КМДН транзистори) з функщональними елементами (кероват джерела напруги та струму), та ефектив-но описуе бiльшiсть експлуата-цшних параметрiв схем на вищез-гаданих тдсил^ва^ах._

1. Вступ

В процеа розробки, дослщження та onraMi3a^i схем обробки сигналiв на 0CH0Bi операцшних тдси-лювачiв визначальне мшце займае математичне моделювання процеав та параметрiв цих схем. Дана стаття присвячений математичним моделям операцшних пiдсилювачiв. Актуальшсть ^ei роботи обумовлена рядом факторiв.

По-перше, актуальшсть обумовлена виникнен-ням операцшних пiдсилювачiв нового поколшня, зокрема клаив rail-to-rail чи chopper. Моделювання схем на таких пiдсилювачiв вимагае коректноi спе-цифжацп моделi та шдстроювання параметрiв мо-

Bibliography

1. Ричман П. Физические основы полевых транзисторов с изолированым затвором. - М.: Сов. Радио, 1971.

2. Политанский Л. Ф., Геллер В.И., Лагунова Е. В., Бачурин В. В., Бычков В. И. Вертикальный высоковольтный ДМОП-транзистор.//Авторское свидетельство № 1284437.

3. С. Зи Физика полупроводниковых приборов: в двух книгах. Книга 2. Пер. с англ.- 2-е переработаное и доп. Изд. - М.: Мир, 1984 -456 с.

4. В. Г Вербицкий, В. И. Золотаревский, Ю. Е. Николаенко, Л. И. Салютовка, Е. С. Товмач. Проектирование высоковольтных КМОП ИС ключей и коммутаторов на основе объемного кремния//Технология и конструирование в электронной аппаратуре. - 2001. - № 3. - с. 57 - 61.

5. Грехов И. В., Сережкин Ю. Н. Лавинный пробой p — n перехода в полуповодниках. Л.: Энергия, 1980.

УДК 621.382

З. Ю. Готра

Доктор техшчних наук, професор, завщувач кафедри* Професор ЖешiвськоT пол^ехшки e-mail: [email protected]

Р. Л. Голяка

Доктор техычних наук, професор кафедри* Контактний тел.: (0322)-724-013 e-mail: [email protected]

1.1. Гельжинський

Астрант кафедри*

*Кафедра „Електронш прилади" Нацюнальний ушверситет ^bBiB^^ пол^ехнка" вул. С. Бандери, 12, м. Львiв, 79013 Контактний тел.: (0322)-724-013

делi тд результата вибiркових експериментальних дослщжень [1 - 3].

По-друге, з розвитком спецiалiзованих програмних продукив для моделювання електронних схем постш-но зростають вимоги до самих моделей, а iх юльюсть невпинно зростае [4]. Правильний вибiр типу моделi операцшного тдсилювача е ключовим елементом ко-ректного моделювання. Зокрема, при використанш елементарних моделей функщонального типу немож-ливо досягти точносп моделювання, а отже, таю спро-щеш моделi операцшних пiдсилювачiв можуть бути оправданими для розрахунюв параметрiв схем лише в першому наближенш. З другого боку, при застосуван-m надто складних моделей операцшних пiдсилювачiв

SPICE МОДЕЛЬ CMOS RAIL-TO-RAIL ОПЕРАЦШНОГО

П1ДСИЛЮВАЧА

на piBHi транзисторних структур не оправдано зростае трудоемкость моделювання. Адже, натвпровщникова штегральна схема сучасного операцшного шдсилюва-ча мютить б1льше ста транзисторних структур, а кож-на структура описуеться не менше трьома десятками параметр1в, тобто модель операцшного тдсилювача на р1вш транзисторних структур вимагае декшька ти-сяч параметр1в. Кр1м того, при застосуванш складних моделей операцшних тдсилювач1в часто виникають проблеми знаходження корешв систем р1внянь, яю описують щ модел^ що не лише не дозволяе тдви-щити точшсть розрахунку, але такий розрахунок стае неможливим навггь в першому наближенш.

По-трете, значна частка вузл1в обробки сигнал1в, i в першу чергу схем сенсорних пристро1в емшсного типу, це не схеми тдсилення сигналiв, а 1х нелшшно-го перетворення - модуляци, демодуляцii, частотного фiльтрування, синхронного декодування, компресп, декомпресii тощо. Незважаючи на широкий ряд таких вторинних перетворювачiв сигналу, бiльшiсть з них мктить операцiйнi пiдсилювачiв. У вторинних пере-творювачах нелiнiйного типу операцшш пiдсилювачi функцiонують з складними частотно залежними чи лопчно керованими колами зворотного зв'язку, що в значнш мiрi ускладнюе математичне моделювання таких схем [5 -7].

В рамках даноi роботи ставиться задача розробки та верифжацп SPICE моделi (структурно - параме-тричноi моделi, придатноi для використання в пакетах схемного моделювання вщповвдно до SPICE специфь кацii) операцiйних пiдсилювачiв типу rail-to-rail, яю виготовляться по комплементарнiй МДН (метал-дь електрик-напiвпровiдник) технологii (CMOS: Complementary-Metal-Oxide-Semiconductor). Принципово новизною таких операцшних пiдсилювачiв е поеднання у вхщному колi двох каскадiв на взаемно протилежному за типом провщносп низькопорогових МДН транзисторах, що дозволило виршити проблему розширення розмаху вхщного та вихiдного сигналiв практично до величини напруги живлення схеми.

Варто ввдзначити, що CMOS rail-to-rail операцшш пiдсилювачi були розроблеш вiдомими електронни-ми компанiями, зокрема, Analog Devices та Motorola, лише декшька роюв тому назад, а тому '¿х широке застосування в сенсорнш технiцi лише розпочина-еться. Таким чином, актуальшсть задачi коректного моделювання rail-to-rail операцшних пiдсилювачiв е очевидною.

2. Опис моделi

Для реалiзащi моделi rail-to-rail операцiйного тд-силювача використаемо чотири схеми замiщення:

■ вхщний модуль;

■ модуль формування передавальноi та темпе-ратурноi характеристик;

■ модуль кола живлення операцшного тдси-лювача;

■ вихщний модуль.

Модель у видi сукупностi схем замщення, як i типовий операцiйний тдсилювач з внутрiшньою ко-рекцiею, буде мати п'ять виводiв (в дужках позначено номер вузла схеми замщення): плюс напруги живлен-

ня VCC (вузол <99>); мшус напруги живлення VEE (вузол <50>); нешвертуючий вхвд IN+ (вузол <1>); iнвертуючий вхщ IN- (вузол <2>); вихiд OUT (вузол <90>).

Основними елементами розрубно'! моделi е польовi n-канальнi та p-канальш МДН транзистори, керованi джерела напруги та струму та пасивш елементи (дь одiв, резистори та конденсатори).

Вхщний модуль розроблено'! моделi rail-to-rail опе-рацiйного пiдсилювача наведено на рис. 1. Як це вже ввдзначалося, у вхщному модулi поеднуються два ди-ференцiйнi каскади на взаемно протилежних за типом проввдносп низькопорогових МДН транзисторах. Перший диференцшний каскад реалiзовано на p-каналь-них МДН транзисторах M1, M2, навантаженням яких е резистори RC1, RC2 та конденсатор C1, що формуе час-тотну характеристику цього каскаду. Живиться диференцшний каскад джерелом струму I1, максимальний потенщал якого фжсуеться джерелом напруги V1 та дюдом D1. Другий диференцшний каскад реалiзовано на n-канальних МДН транзисторах M3, M4 з аналопч-ними до першого каскаду елементами навантаження та живлення: RC3, RC4, C2, I2, V2 та D2.

Напруга off-set VOFF обох диференцшних каскадiв е однаковою i визначаеться керованим джерелом напруги EOS. Як буде показано дал^ вихщна напруга цього джерела буде визначатися температурою кристалу штегрально'! схеми операцшного тдсилювача, опису-ючи тим самим температурний дрейф off-set напруги. Струм off-set IOFF визначаеться джерелом струму IOS.

IN+0-

IN- 0—11

VEE0

Рисунок 1. Вхiдний модуль моделi rail-to-rail операцшного тдсилювача.

Для реалiзащi вхщного модуля використаемо мо-делi:

■ дюда

.MODEL DIN D (IS=XXX)

■ p-канального МДН транзистора

.MODEL PIX PMOS

+(LEVEL=2,KP=XXX,VTO=-XXX,L=XXX,W=XXX,L AMBDA=XXX,KF=XXX)

■ n-канального МДН транзистора

.MODEL NIX NMOS +(LEVEL=2,KP=XXX,VTO=-XXX,L=XXX,W=XXX,LAMBDA=XXX,KF=XXX)

Параметри цих моделей конкретизуються у вщпо-ввдносп до елементноi бази конкретного операцшного тдсилювача. Наприклад, для моделi дюда D (назва ви-

Ml 4 18 8 PIX M2 6 78 8 PIX M3 11 1 10 10 NIX M4 12 7 10 10 NIX RC1 4 50 #R RC2 6 50 #R RC3 99 11 #R RC4 99 12 #R C14 6#C C2 11 12 #C

11 99 8 #I

12 10 50 #I V1 99 9 #V V2 13 50 #V D18 9DX D2 13 10 DX EOS 7 2 P0LY(1)(31,0) #V0 #KV0 IOS 1 2 #I

Рисунок 2. Опис вхiдного каскаду на результат моделювання його передавальноТ

характеристики.

щенаведено'! моделi DIN) можна специфiкувати струм насичення IS p-n переходу. Параметрами моделей МДН TpaH3№CTopÍB е: передавальна проввдшсть KP (напри-клад KP = 2e-5 A/V2), порогова напруга VTO (напри-клад, VTO = -0.7 V для p-канального транзистора та VTO = 0.7 V для n-канального транзистора), довжина L та ширина W каналу (наприклад, L = 2E-6 m, W=1E-5 m). Для бшьш точного представлення параметрiв ре-альних транзисторiв можна задати коефщент модуля-ци довжини каналу (наприклад, LAMBDA = 0.01 1/V) та коефвдент флжер-шуму KF (наприклад, KF=1E-31). Для бiльшоi унiверсальностi моделi номiнальнi значен-ня параметрiв пасивних елеменпв будуть позначенi у видi змiнних, якi починаються з символу „#". Кiлькiснi значення (специфiкацiя) таких змiнних будуть вказанi лише для принципово важливих елеменпв. Опис вхвд-ного каскаду на приклад результапв моделювання його передавальноi характеристики наведен на рис. 2.

Синтаксичний запис керованого напругою джере-ла напруги EOS вхвдного каскаду означае, що це дже-рело пiд'еднано мiж вузлами 7 та 2, залежить вщ однiеi змiнноi - напруги мiж вузлами <31> та <30>, а його коефiцiентами е: #V0 - початкове значення функцii та #KV0 - лiнiйний коефiцiент функцiональноi залеж-ностi. Як буде показано дал^ напруга вузлами <31> та <3> буде мати вiдповiдну до реальних параметрiв iнтегральноi схеми операцшного пiдсилювача темпе-ратурну залежнiсть.

Таким чином, при визначенш джерела EOS необ-хiдно використовувати статистичнi даш про iмовiрнiс-ний розподiл (параметр #V0) та типову температурну залежшсть (параметр #KV0) off-set напруги операцшного тдсилювача. Для створення можливост моделювання температурних змiн параметрiв операцш-ного пiдсилювача в розроблювану модель необхiдно ввести температурно залежш компоненти. Вщзначи-мо, що використання в моделi не лише функщональ-них джерел, але i транзисторних структур вже робить

модель температурно залежною. Зокрема, в нашому випадку ди-ференцiйнi каскади можуть бути коректно описаними темпера-турними залежностями МДН транзисторiв, а тому проблем з моде-люванням залежностi вихiдних сигналiв ди-ференцiйних каскадiв вiд температури немае.

Однак, залежнiсть параметрiв операцшного тдсилювача вщ температури е значно складнiшою. Зокрема, необхщно ввести в модель температурну за-лежшсть off-set напруги VOFF та коефвденту пiдсилення A. Для реа-лiзацii поставлено! за-дачi пропонуеться ви-користовувати модель температурно-залежного резистора, який описуеться температурною функцiею

R(T) = R(Tnom) (l + ТС, (T - TNOM )+ ТС, (T

^NOM ~f )>

де T - температура; R(TNOM) - опiр резистора при номшальнш, наприклад, кiмнатнiй температурi; TC4, TC2 - вiдповiдно, лiнiйний та квадратичний темпера-турнi коефiцiенти.

Зокрема, як видно з рис. 3, на якому наведено приклад моделювання температурно-залежного резистора при TC4 = 1E-3 та змж TC2 вщ -5E-5 до 5E-5 з кроком 1E-5, можна вщтворити параметрiв моделi операцiйного пiдсилювача з достатньою точнiстю.

Модуль формування передавально! та температурно! характеристик моделi rail-to-rail операцш-ного пiдсилювача наведено на рис. 4. Температурна характеристика формуеться температурно-залежним резистором RT та джерелом струму IT, а шумова характеристика - джерелом XN та резистором RN. Моделювання шумових параметрiв операцшного тдсилювача проведемо з допомогою схеми замщення типу MACRO, яка мктить Piecewise Linear (PWL) джерело напруги. Джерело шуму генеруе випадковi значення напруги (бший шум) з перюдом TS в дiапазонi вщ 0 до VS, де VS - максимальна величина амплггуди шумо-во! напруги.

Частотна характеристика операцiйного тдсилю-вача задаеться RC ф^ьтром другого порядку на RM1, RM2, СМ1 та СМ1. В модулi використано два кероваш напругою джерела струму. Джерело GM1 визначае корисну складову сигналу операцшного тдсилювача, а тому керуеться двома змшними. Ними служать ви-хщш напруги диференцшних каскадiв ^знищ на-пруг мiж вузлами <6> - <4> для першого каскаду та <12> - <11> для другого каскаду) вхщного модуля. Полiномiальна функцiя цього керованого джерела струму представлена трьома коефвдентами, перший

а) б)

Рисунок 3. Приклади моделювання температурно-залежного резистора при TC1 = 1E-3 та змЫ TC2 вщ -5E-5 до 5E-5

з кроком 1E-5: а) TREF = 27°C; б) TREF = -20°C.

з яких е нульовим, а два шших - лiнiйнi коефiцieнти, що задають коефiцiент передачi корисного сигналу з виходу вхщного модуля на вхвд вихiдного каскаду (з врахуванням коефщенпв частотно-задаючих кiл).

Джерело GM2 визначае паразитну складову сигналу i описуе коефщент передачi синфазноï складовоï вхiдноï напруги операцiйного тдсилювача та шумову складову вихiдноï напруги. Таким чином, вхщними змiнними джерела GM2 е:

■ синфазш напруги у вхщних вузлах <1> та <2> вiдносно мiнусу живлення <50> iнтегральноï схеми, коефiцiент передачi яких задаеться значеннями KZI, KZ2;

■ напруга на джерелi шумовоï напруги мiж вуз-лами <32> - <0>, коефiцiент передачi яко'1 у вихiдний сигнал задаеться значенням KZ3.

Крiм вищерозглянутих функцiональних елеменпв для реалiзацiï цього модуля використаемо модель ке-рованого напругою ключа VSWITCH

.MODEL SWITCH_S VSWITCH (ROFF=XXX,RO N=XXX,VOFF=XXX,VON=XXX),

який е чотириполюсником з двома вхщними та двома вихщними вузлами. Рiзниця напруг на вхщних

Рисунок 4. Модуль формування передавально'| та температурно'| характеристик.

вузлах перемикае ключ, який тдеднано до вихвдних вузлiв. Параметрами такого ключа е: ROFF - отр у виключеному станi, RON - опiр у включеному станi, VOFF - вхщна напруга, при якiй ключ виключений, VON - вхiдна напруга, при якш ключ включений.

На основi таких керованих напругою ключiв сфор-мованi два кола, якi обмежують коефщент передачi сигналу операцiйного тдсилювача в ненормованих режимах роботи, а саме:

■ при перевищенш напруги живлення схеми певного максимально допустимого значення (типово, при VCC >6 В) - режим моделюеться з допомогою ке-рованого напругою живлення ключа VSM1 та резистора RSM1 (в нормальному режимi ключ розiмкнений, а при перевищенш певного значення напруги живлення - ключ замикаеться i шунтуе сигнальне коло резистором RSM1);

■ при перевищенш вихщного струму операцшного тдсилювача певного допустимого значення (ти-пово, при I >20 мА) - режим моделюеться з допомогою керованого напругою живлення ключа VSM2 та резистора RSM2 (в нормальному режимi ключ розiмкнений, а при перевищенш певного значення вихвдного струму -

ключ замикаеться i, аналопчно вищенаве-деному режиму, шун-туе сигнальне коло резистором RSM2).

Схема модуля кола живлення моделi rail-to-rail операцшного тдсилювача наведена на рис. 5,а, а вихщного модуля - на рис. 5, б.

Модуль кола живлення мютить керова-не напругою джерело струму GCC, конденсатор CCC, дюд DCC, керований напругою

VCC 0-

<50>

<99>

а)

VEE0

<90>

—0 OUT

<50>

б)

Рисунок 5. Модуль кола живлення (а) та вихiдний модуль (б) моделк

Рисунок 6. Змiна форми вихщного сигналу rail-to-rail операцшного пiдсилювача при змiнi опору навантаження R1 = 1000 Q; 100 Q; 30 Q : вхщний (а) та вихiдний (б) сигнали.

ключ VSCC та резистор RCC. 1х призначення е на-ступним:

GCC - описуе струм живлення операцшного тдсилювача, причому струм цього джерела е функщею напруги на цьому ж джерелi (нормальний режим живлення iнтегральноï схеми);

CCC - вщтворюе емшсть в«х структур операцшного тдсилювача, яю знаходяться мiж виводами його живлення (може сягати декшькох нано-Фарад);

DCC - вщтворюе поведiнку кола живлення схеми при зворотнш полярностi напруги живлення (не-

допустимий з точки зору експлуатацп iнтегральноl схеми режим);

VSCC та RCC - описують збшьшення струму споживання при перевищенш напруги живлення певного максимально допустимого зтачення (для низьковольтних rail-to-rail операцшних тдсилюва-чiв це допустиме значення становить 6 В); при номь нальнiй напруз< живлення ключ VSCC розiмкнений, а при перевищеннi допустимоï напруги - замика-еться i, тим самим, рiзко збiльшуе струм живлення iнтегральноï схеми.

Вихщний модуль мютить два комплементарнi МДН транзистори MO1, MO2, яю описуються вищез-гаданими моделями NOX, POX, два кероваш напругою джерела напруги EOUT1, EOUT2 та резистор RS. 1х призначення е наступним:

NOX, POX - вщтворюють вихiдний каскад CMOS rail-to-rail операцшного тдсилювача, що принципово вiдрiзняе цю модель, зокрема, ввд наведених на рис. 2.7 -рис. 2.9;

EOUT1, EOUT2 - формують напруги керування МДН транзисторами з врахуванням амплггудно-час-тотно':1, фазо-частотноï та шумовоï характеристик операцшного тдсилювача;

RS - формуе напругу кола обмеження вихщного струму тдсилювача при низькоомному навантаженш та короткому замиканш.

4. Верифжащя моделi

Розроблена модель rail-to-rail операцiйного тдсилювача пройшла верифiкацiю в задачах моделювання рiзноманiтних схем. Зокрема, на рис. 6 показано приклад результату моделювання форми вихщного сигналу операцшного тдсилювача в схемi повторювача напруги. Моделювання проводилося для умов: напруга живлення E = ±2.0 В; амплиуда вхщного гармошчного сигналу VIN = ±2.0 В; отр навантаження R1 = 1000 Q, 100 Q, 30 Q. Вихiдний сигнал схеми повшстю повторюе форму вхiдного сигналу, що свщчить про адекватний опис rail-to-rail операцшного тдсилювача з розмахом вхщного та вихщного сигналiв аж до значень напруги живлення схеми. Крiм того, мае мкце змiна форми ви-хiдного сигналу при змт опору навантаження R1, що тдтверджуе адекватний опис обмеженням вихiдного струму rail-to-rail операцшного тдсилювача.

1нший приклад верифжацп моделi наведено на рис. 7. В цьому прикладi проводилося моделювання передавальноï характеристики iнвертуючого тдсилювача при напрузi живлення E = ±2.0 В та змт ко-ефiцiенту пiдсилення. Змiна коефщенту пiдсилення забезпечувалася вiдповiдною змiною опору резистора кола зворотного зв'язку R2. Можна бачити, що пере-давальна характеристика е лшшною при вихщнш на-прузi в межах напруги живлення i рiзко обмежуеться при перевищенш вихiдноï напруги значення напруги живлення. Збшьшений масштаб (рис. 7, а) дозволяе показати off-set напругу операцшного тдсилювача (в даному випадку VOFF= 1 мВ), що тдтверджуе адекват-шсть моделювання цього параметру.

Приклад моделювання амплiтудно-частотноï та фазо-частотноï характеристики моделi rail-to-rail операцшного пiдсилювача при змiнi його коефщенту

а) б)

Рисунок 7. Передавальна характеристика швертуючого тдсилювача при Hanpy3i живлення E = ±2.0 В та 3MiHi резистора R2 кола зворотного зв'язку (а) та и початкова дтянка (б).

Рисунок 8. Ампл^удно—частотна (а) та фазо—частотна (б) характеристики моделi гаП^о-гаП операцiйного тдсилювача змЫ його коефiцieнту пiдсилення.

тдсилення наведено на рис. 8. Цей результат в повнш мiрi ввдповщае реальним закономiрностям поведiнки 5.

вказаних характеристик пiдсилювачiв з вiд'eмним зворотним зв'язком.

Таким чином, розроблена математична модель 6.

адекватно описуе основш параметри гаП^о-гаП опера-цiйних пiдсилювачiв i може використовуватися для модельного аналiзу електронних схем на 1х основi.

5. Висновки

Розроблена математична модель операцшних тдси-лювачiв типу rail-to-rail, яка поеднуе елементи реальних структур штегральних схем (КМДН транзистори) з функцюнальними елементами (керованi джерела напруги та струму), та ефективно описуе бшьшкть експлу-

атацiйнихпараметрiв схем на вищезгада-них пiдсилювачах. Принципово новизною rail-to-rail опе-рацiйних тдсилю-вачiв е поеднання у вхiдному колi двох каскадiв на взаем-но протилежному за типом проввднос-тi низькопорогових МДН транзисторах, що дозволяе вирь шити проблему роз-ширення розмаху вхiдного та вихвдного сигналiв практично до величини напруги живлення схеми.

Проведена вери-фiкацiя розроблено! математично! моделi в схемах повторювачiв напруги та швертуючих пiдсилювачiв. Показано хороше спiвпадання результатiв моделювання з експериментально визначеними параметрами схем, що дозволяе тдвищити точшсть моделювання rail-to-rail операцшних пiдсилювачiв та сприяе ефективному процесу розробки мжро-електронних пристро!в нового поколiння.

Лiтература

1. Аналогова мшросхемотехшка вим1рювальних та сенсорних пристро!в // За ред. Готри З., Голяки Р.

- Льв1в: Вид. Державного ушверситету «Льв1вська пол^ехшка», 1999. -364с.

2. Zero-Drift Single-Supply Rail-to-Rail Input/Output Operational Amplifier AD8551/52/54. Data sheet. www. analog.com.

3. General-Purpose CMOS Rail-to-Rail Amplifiers AD8541/42/44. Data sheet. www.analog.com.

4. Daniel Foty, MOSFET Modeling with SPICE. Principles and Practice, Prentice Hall PTR, Upper Saddle River. NJ 07458. (1997).

Коломбет Е.А. Микроэлектронные средства обработки аналоговых сигналов .- М. :Радио и связь, 1991.

- 376с.

З.Ю. Готра, Р.Л. Голяка, В.Е. брашок, О.М. Мельник, Д. Прошак. Контролер мшроелектронного штелекту-ального сенсора вологос™ емшсного типу // Вюник Нащонального ушверситету „Львiвська пол^ехшка". Елементи теорп та прилади твердотшо! електронiки. N512. С. 61-70 (2004). .

Р.Л. Голяка, О.М. Мельник, I.I. Гельжинський. Компенсащя паразитного впливу лшп передачi сигналу в мшроелектронних сенсорах емшсного типу // Вюник Нащонального ушверситету „Львiвська поль технiка". Елементи теорп та прилади твердотшо! елек-трошки. N512, 71-78, (2004).

7.