CC BY
123
ПРИСТРО1 ТА СИСТЕМИ РАД1ОЗВ ЯЗКУ, РАДЮЛОКАЦП, РАДЮНАВ1ГАЦП
УДК 621.396.96
СУЧАСН1 ПРИСТРО! ОПТИМАЛЬНО! ФШЪТРАЦП для активно!
РАДЮЛОКАЦ1ЙНО! СИСТЕМИ
Бичков В.С., Мрачковський О.Д., Правда В.1.
У cmammi розглядаеться принцип побудови узгодженого фшьтру та корелятора, для активног радюлокацтног системи, що використовуе широкосмуговий псевдошумо-вий сигнал. Представлено приклад побудови тракту обробки на бaзi мтросхем логти, що програмуються (ПЛ1С).
Вступ
Невщ'емним пристроем приймального тракту сучасно! радюлокацш-но! станци е узгоджений фшьтр або корелятор, що дозволяе забезпечити максимальне спiввiдношення сигнал/ шум на виход^ при адитивнiй завадi у виглядi бiлого шуму. При використанш псевдошумового сигналу (ПШС), як зондуючого сигналу РЛС, розробник системи зштовхуеться з проблемою обробки сигналiв з великим значенням добутку ефективно! смуги сигналу на тривалiсть сигналу, що складае значення бiльш 10 .
До деякого часу побудова подiбних систем здшснювалась на основi пристро!в поверхневих акустичних хвиль (ПАХ) [1], та пристро!в з заря-довим зв'язком (ПЗЗ) [2], а також на цифрових штегральних мжросхемах, причому найбшьш перспективними були спецiалiзованi великi та надвели-кi iнтегральнi схеми (В1С та НВ1С)[3]. Застосування ие! чи шшо! системи вносить окремi обмеження на використання сигналiв, зокрема: тривалють сигналу, смуга сигналу i вщповщно база сигналу, динамiчний дiапазон при стисненш та потужнiсть, що споживаеться приладом при роботь Створен-ня сучасно! елементно! бази: швидкодiючих мiкроконтролерiв, цифрових сигнальних процесорiв (DSP), приладiв iз змiнною логiчною структурою, мшросхем гнучко! логiки (ПЛ1С), вплинуло на розвиток сучасних радюте-хнiчних систем. Bd цi пристро! дають можливють побудувати досить „гнучю" системи, оскшьки !х архiтектура спецiально орiентована на реаль зацiю задач цифрово! обробки сигналiв, та можуть реалiзувати алгоритми обробки, якi були неможливi 10-15 роюв тому.
ПЛ1С дозволяе досить гнучко реалiзувати багатоканальну систему обробки, узгоджений фшьтр та корелятор для ПШС на базi одного кристалу, використовуючи для цього спецiалiзованi мiкросхеми [4,5]. ПЛ1С „Altera" - Stratix, StratixII, Stratix Gx - за своею арх^ектурою спецiально призначет для виконання операцiй DSP, а також обробки широкосмугових сигналiв. Кристали, у своему складi, мiстять блоки цифрово! обробки сигналiв (DSP
blocks), на яких виконуються операци множення, додавання, множення з накопичуванням, що дозволяе виконувати стандарты операци цифрово! обробки у „реальному чаЫ". Будь яке з цих Ымейств пiдтримуеться про-грамним забезпеченням „Altera", що дае можливють тестувати та оптимь зувати складнi проекти на протязi кiлькох годин та з мтмальним ризиком.
Постановка задачi
При адитивнш завадi у виглядi бшого шуму, оптимальний пристрiй, що забезпечуе максимальне спiввiдношення сигнал/шум, являе собою уз-годжений з заданим сигналом фшьтр або корелятор.
При такому пiдходi цифрова реалiзацiя схеми найбшьш просто здшс-нюеться шляхом запису послщовност наближень iнтегралiв згортки:
v
и
(t) = ] S(T -т)w (t -т)dт (1)
де S(t) - опорна реалiзацiя, wu(t) - прийнятий сигнал, Т - штервал спосте-реження, т - часова затримка прийнятого сигналу.
Для першого наближення запишемо вираз (1) у дискретнш формг
L-1
V uk = 8X SL -1 Wu ,k - i (2)
i = 0
де дискретнi вибiрки
Vuj = Vu 08), Wj = Wu (jS), Sj = SOS)
взят через кожнi 8 секунд, а Ь8 = Т. Частота дискретизацп 1/8, е параметром системи i дорiвнюе частой Найквiста, що визначаеться шириною сму-ги частот низькочастотних складових коливань на виходi змiшувачiв, при обробщ сигналу на промiжнiй частотi, а у деяких випадках перевищуе и, якщо потрiбно здiйснити бiльш точне розрiзнення за часом. Наступний етап починаеться з запису дискретних значень wUJ■ та 8
да сю
J X КГ • 2- m SJ= X (Sj) m2- m
УЧ)
т = о т = о
Можна припустити, що цi величини масштабоваш таким чином, що не можуть виходити за вщповщний динамiчний дiапазон. Тепер, якщо вiдлiки сигналiв опорного каналу та прийнятого сигналу обмежити числом розря-дiв, вщповщно N та М, то одержимо опис цифрово! ре^заци операци згортки, що виконуеться оптимальним пристроем обробки:
М-1N-1 L-1
V „ = 8££ 21£ (SL _,)" (_,)". (3)
т = 0 п = 0 I = 0
Масштабування, дискретизацiя та квантування виконуеться лише один раз, i отриманi цифровi значення запам'ятовуються в опорному ка-налi в момент випромшювання зондуючого сигналу. Необхiднi операци з вхiдним сигналом wu вщповщно виконуються, пристроем автоматичного регулювання шдсилення (АРП), пристроем дискретизаци та N - розрядним аналого - цифровим перетворювачем (АЦП). Кореляцiйна обробка виконуеться за допомогою пристрою iз регiстрами зсуву (рис.1).
Wu(t)
-^ п п п п п
W ик W и,к-1 W и,к-2 w и,к-Ь+2 w и,к-Ь+1
8т
Робочий репстр зсуву Ь ком1рок
е-^е-------------
8т
8т
Ь-2
8т
2
8т
1
Еталоний репстр зсуву Ь ком1рок
Рис. 1. Цифровий корелятор.
Послщовшсть п - х розрядiв двшкового подання вибiрок wUj надхо-дить на вхщ верхнього регiстру зсуву. З кожним тактовим iмпульсом, останнш в часi вiдлiк сигналу, надходить у крайню лiву комiрку репстра зсуву, а всi попереднi вдаши зсуваються праворуч, при цьому крайнш правий вiдлiк зникае. В комiрках опорного регiстру постiйно зберiгаються т - х розрядiв вибiрок При кожному тактовому iмпульсi вмют двох регiстрiв зсуву по розрядах перемножуеться, а добуток додаеться.
У випадку узгодженого фшьтра опорний канал являе собою постшно запам'ятовуючий пристрш (ПЗП) та еталонний регiстр, у якому запису-ються вiдповiднi вiдлiки сигналу, що випромiнюеться (рис. 2).
При цифровш обробцi сигналiв РЛС, об'ектом часово! дискретизаци е випадковий процес на виходi аналогово! частини приймача [6]. Для вузь-космугового сигналу, також як i широкосмугового, можна використовува-ти аналiз обвщних. Оскiльки локацiйна iнформацiя на етат оцiнки дально-стi до цш закодована не в несучiй, а в обвщнш та фазi, як повiльно змь нюються в чаЫ, сигнал перетворюеться таким чином, що штервал мiж ви-бiрками визначаеться фактичною шириною спектру сигналу.
п п п п п
W ик W и,к-1 W и,к-2 w и,к-Ь+2 w и,к-Ь+1
-►
т
т
т
г
т
Робочий регiстр зсуву Ь комiрок
1 г « ь 1 Г " 1ГД 1 Г
»е—е.............•е—е
о т Ь Ь о т Ь Ь-1 о т Ь Ь-2 о т Ь 2 о т Ь 1
ПЗП
Еталоний репстр зсуву Ь комiрок
Адреси в ПЗП вгдлшв сигналу, що випромтюеться
Рис. 2. Узгоджений фшьтр
Реашзащя некогерентного оптимального пристрою обробки заснована на низькочастотнш „квадратурнш" схем1 обробки сигналу (рис.3).
wи(t)
^1)
w/(t)
Рис. 3. Низькочастотна реал1защя кореляцшного некогерентного каналу прийому
Вхщний сигнал тсля перетворення, постуиае на оптимальн пристро! обробки, в одному випадку - на корелятор, в другому випадку - на узгоджений фшьтр. Вихщт сигнали щдносяться до квадрату та додаються, утворюючи вихщний сиг-
нэл у2е(^). Сигам нa вжод! оптимельного фiльтpy cинфaзнoгo кaнaлy визнaчaeтъcя cпiввiднoшeнням (3). Зpoбивши зaмiнy u тa l в iндeкcax ще1" фopмyли, oтpимyeмo aнaлoгiчний виpaз для нижньо1' чacтини цieï cxeHH. У випaдкy кoгepeнтнoï oбpoбки cигнaлy cxeмa oбмeжyeтъcя одним cинфaзним кaнaлoм o6po6^. Для peaлiзaцiï циф-poвoгo нeкoгepeнтнoгo пpиймaльнoгo тpaктy (pиc. 3), нeoбxiднo, y кiлькocтi L, M -poзpядниx peгicтpiв зcyвy, що пpaцюютъ y peaльнoмy мacштaбi чacy, тв, y кiлькocтi L, N - poзpядниx eтaлoнниx peгicIpiв зcyвy, що викopиcтoвyютьcя в o6ox лaнкax cxe^. Нeoбxiднo, y кiлькocтi 2L, M+N poзpядниx пepeмнoжyвaчiв т^ y кiлькocтi 2(L-1), M+N poзpядниx cyмaтopiв, a тaкoж: гeтepoдиннi змiшyвaчi, НЧ - фiльтpи, диcкpeтизaтopи, АЦП, ЦАП, пpиcтpoï mднeceння до ^a^pary тa виxiднi cyмaтopи. До дeякoгo чacy тaкa кiлькicrь кoмпoнeнIiв c^re^, нaвiть пpи мaлиx знaчeнняx M, N, L, виключaлa мoжливicrь ApaRra^o!" peaлiзaцiï cиcreм подобного типу. У тeпepi-шнш чac, зaвдяки зшчним ycпixaм cyчacнoï мiкpoeлeкIpoнiки, e можливкть peMÍ-зади вcieï cиcreми m дeкiлькox, aбo, нaвiть, нa одному ^Kcram В1С, для дocиrь ликиx знaчeнь M, N, L.
Побудова системи
Зпдно зaпpoпoнoвaнoгo мeтoдy, poзглянeмo cистeмy oптимaльнoï об-po6^ фaзoмaнiпyльoвaнoгo cигнaлy, фaзa якого змiнюeтьcя y вщповщно^ тi до модулюючо1' пceвдoвипaдкoвoï пocлiдoвнoстi мaкcимaльнoгo пepioдy (М - пocлiдoвнoетi), з чиcлoм eлeмeнтiв L, що дopiвнюe 1023. Tpraanicra зондуючого cигнaлy cклaдae 60 мк^к.
з дoпoмiжниx пpиймaльниx кaнaлiв
PKC.4. Фyнкцioнaльнa cxeмa oбpoбки
Оcнoвним зaвдaнням paдioлoкaцiйнoï cистeми oбpoбки cигнaлiв e ви-явлeння cигнaлiв, тa вимipювaння ïx пapaмeтpiв в yмoвax ди зaвaд piзнoгo poдy. Тому oптимiзaцiя aлгopитмiв poбoти cистeми пoвиннa в пepшy чepгy, пpoвoдитиcь по ^газни^м, якi xapaктepизyють якiсть викoнaння цж зa-дaч cиcтeмoю. Нaявнicть зaвaд тa випaдкoвиx флyктyaцiй cигнaлiв, що об-poбляютьcя, poбить зaдaчi виявлeння cигнaлiв тa вимipювaння ïx пapaмeт-piв, пpeдмeтoм тeopiï cтaтиcтичниx prnem.
Тракт обробки сигналу може бути представлений у виглядi основних пристро1в - оптимально! фшьтраци та лопчно! обробки сигналу (рис. 4).
Оптимальний пристрш обробки, що забезпечуе найкраще видiлення сигналу iз завад та його розрiзнення, формуе на своему виходi деяку сиг-нальну функщю, яка характеризуе розподiл апостерюрно! ймовiрностi [7]. Пристрiй вирiшення, виконуе аналiз сигнально! функци та у вщповщносп з обраним критерiем приймае ршення про наявнiсть сигналу, або виконуе ощнку параметра який вимiрюеться.
Побудуемо систему для випадку когерентного прийому з одним син-фазним каналом та з декшькома каналами по швидкост (рис. 5).
00
Рис.5. Структурна схема цифрового тракту виявлення сигналу та обчислення дальност до цш
Кореляцшний канал побудований у вщповщносл до зображеного на рис. 1 та рис. 2. Вони вiдрiзняються тим, що на вхщ опорного каналу по-даються вiдлiки зондуючого сигналу у сукупност з стробуючим сигналом. Опорний канал можна заповнити вщлшами безпосередньо з ПЗП (для ви-падку узгодженого фшьтра), в якому можуть збер^атися ансамблi сигна-лiв, що випромшюються, i якi можуть змiнюватись за необхщним алгори-
тмом. Обробка в OTcreMi вщбуваеться на вщеочастот^ тому на кожен еле-мент псевдовипадково! послiдовностi випадае один вiдлiк, який вщповщае фжсованому числу символiв, що визначаються числом розрядiв АЦП.
Визначення дальностi полягае у вимiрюваннi часу запiзнення вщбито-го сигналу у секторi вимiру. Вiдповiдно, дальнiсть визначаеться з вщомих спiввiдношень(для випадку сумюно! антени): D = ¿запс/2, де с - швидюсть розповсюдження електромагштно! хвилi. Вщстань до цiлi оцiнюеться шляхом шдрахунку масштабних iмпульсiв часу, з моменту посилки зондуючо-го сигналу, до моменту спрацьовування порогового пристрою, в межах робочого дaлекомiрного штервалу. Максимальна дальшсть обмежена роз-рядшстю лiчильникa вiдстaнi. Визначення оцiнки швидкост об'екту здшс-нюеться шляхом реестраци перевищення рiвня сигналу на виходi тракту виявлення, над порогом, в кожному з допплерiвських кaнaлiв. Точне зна-чення швидкостi цiлi визначаеться шляхом статистично! обробки даних по кожнш з цiлей.
Представлена цифрова кореляцшна система була реaлiзовaнa на крис-тaлi гнучко! логiки виробника „Altera" - Stratix.
Висновки
При реaлiзaцil системи на бaзi обчислювача ПЛ1С Altera Stratix EP1S80F1508C5 помггно збiльшилaсь продуктивнiсть обчислення згортки, сумарне апаратне завантаження склало 35000 лопчних комiрок кристалу, 20 блокiв DSP, а максимальна швидкодiя - 160 МГц. Ефектившсть викори-стання тако! системи очевидна, оскiльки можна замшити сигнал в опорному канал^ а також, при необхiдностi, змшити aрхiтектуру оптимального фiльтру. Архiтектурa пристрою була синтезована у програмному середо-вищi розробника Quartus II, для кристалу Stratix EP1S80F1508C5.
Достошства реaлiзовaноl системи вiдобрaзили всi переваги викорис-тання цифрових систем обробки сигнaлiв. А саме: точнiсть, висока яюсть виявлення стосовно до рaдiолокaцiйного пристрою, швидкодiя, а також можливiсть обробки великого об'ему даних.
Лггература
1. Холланд, Клейнборн. Устройства на поверхностных акустических волнах. //
ТИИЭР, 1974, т. 62, №5.
2. Караваев Ю.А., Смирнов Н.И., Судовцев В.А. Программируемые трансвер-
сальные фильтры на ПАВ и ПЗС для со гласованной фильтрации. // Зарубежная радиоэлектроника, 1980, №11.
3. Сверхскоростные интегральные схемы на GaAs/Лонг С.И., Уэлч Б.М., Цука Р. и
др. // ТИИЭР, 1982, т. 70, №1.
4. Мрачковский О.Д. Бычков В.Е. «Микросхемы программируемой логики». Киев.
Радиокомпоненты № 4, 2003.
5. Бычков В.Е. Мрачковский О. Д. «Новые семейства микросхем программируемой
логики компании Altera». // Киев. Радиокомпоненты № 1, 2005. С. 37 - 48.
6. Кузьмин С.З. Основы проектирования систем цифровой обработки радиолока-
ционной информации. Москва. Радио и Связь, 1986. С. 325.
7. Стручев В.Ф. Методы цифровой обработки РЛС сигналов. Москва. Радио и связь, 1984. С. 288.
Бычков В.Е., Мрачковский О.Д., Правда В.И.
Современные устройства оптимальной фильтрации для активной радиолокационной системы.
Рассмотрен принцип построения согласованного фильтра и коррелятора, для активной радиолокационной системы использующей широкополосный псевдошумовой сигнал. Представлен пример построения тракта на базе микросхем программируемой логики.
Bychkov V.E., Mrachkovsky O.D., Pravda V.I.
Modern devices of optimum filtration for the active radar system.
The principle of construction the matched filter and correlator, for the active radar system operating with a broadband noise signal is esteemed. The example of construction a chan-nel of processing on the basis of microcircuits of a programmed logic (PLD) is shown.
Надтшла до редакцИ 20 травня 2006року
