CC BY
86
УДК 520.272.28-17
СИСТЕМА СБОРА ДАННЫХ И УПРАВЛЕНИЯ НОВОГО ПОКОЛЕНИЯ ДЛЯ ПРОВЕДЕНИЯ РАДИОАСТРОНОМИЧЕСКИХ НАБЛЮДЕНИЙ В КОНТИНУУМЕ НА РАДИОТЕЛЕСКОПЕ РАТАН-600: РАЗРАБОТКА,
НАБЛЮДЕНИЯ, ИЗМЕРЕНИЯ
© 2011 П. Г. Цыбулев*
Специальная астрофизическая обсерватория, Нижний Архыз, 369167 Россия
Поступила в редакцию 10 июня 2010 г.; принята в печать 9 августа 2010 г.
Представлена новая Система Сбора Данных и Управления PATAH-600 для проведения радиоастрономических наблюдений в континууме. Одним из “строительных блоков” системы является разработанная на PATAH-600 встраиваемая радиометрическая система сбора данных — ER-DAS (Embedded Radiometric Data Acquisition System). Это измерительная система, предназначенная для оцифровки и обработки сигналов радиометров и передачи результата по сетям Ethernet. Показано, что система ER-DAS обладает низким уровнем собственных шумов и отсутствием шума вида 1/f. Продемонстрирована эффективность данной измерительной системы при проведении радиоастрономических наблюдений. Pадиометрические измерения параметров высокочувствительных радиометров проиллюстрированы на примере измерения флуктуаций коэффициента усиления радиометра.
Ключевые слова: методы астрономических наблюдений, радиотелескопы
1. ВВЕДЕНИЕ
Система Сбора Данных и Управления (ССДиУ) для проведения радиоастрономических наблюдений на РАТАН-600 — это сложный, территориально распределенный аппаратно-программный комплекс. Существующая на данный момент ССДиУ для наблюдений в континууме разработана в начале 90-х годов [1] и с тех пор неоднократно модернизировалась. Появление и внедрение новых высокоскоростных средств Цифровой Обработки Сигналов (ЦОС) качественно изменили ситуацию в данной области. Появилась возможность активно вмешиваться в процесс формирования выходного сигнала радиометров, например, в задаче фильтрации импульсных помех [2—5]. Необходимость в новой ССДиУ продиктована многими обстоятельствами, основные из которых:
• изменения в составе и архитектуре комплексов радиометров континуума РАТАН-600, которые предъявляют новые требованиях к ССДиУ;
• физическое и моральное устаревание существующего аппаратно-программного комплекса ССДиУ;
E-mail: [email protected]
• разнородный состав оборудования и Программного Обеспечения (ПО) различных радиометрических комплексов;
• необходимость расширения возможных режимов проведения наблюдений;
• ухудшение помеховой обстановки вокруг радиотелескопа, что требует создания адекватного набора средств и методов для активной помехозащиты рабочих диапазонов РАТАН-600.
В данной работе решалась задача разработки ССДиУ на основе современной радиотехнической элементной базы и современных подходов к построению распределенной вычислительной среды, необходимых для адекватного решения задач сбора данных и управления как радиометрическими системами, так и процессом наблюдений на радиотелескопе. Одновременно решались задачи повышения точности измерений сигнала радиометра, расширения набора методов наблюдений и предварительной обработки информации, а также унификации оборудования и ПО ССДиУ.
Далее будет показано, как данный круг задач решен на РАТАН-600, и будут продемонстрированы первые результаты применения модернизированной ССДиУ в радиометрических измерениях и радиоастрономических наблюдениях.
2. ВСТРАИВАЕМАЯ СИСТЕМА СБОРА ДАННЫХ РАДИОМЕТРИЧЕСКОГО КОМПЛЕКСА - ER-DAS
На РАТАН-600 существуют и постоянно пополняются несколько комплексов радиометров континуума. На данный момент это 3 комплекса, расположенные в различных приемных кабинах (“облучателях”), территориально удаленные как между собой, так и от центра накопления данных всего радиотелескопа. Каждый радиометрический комплекс состоит из нескольких радиометрических систем. Радиометрическая система — это одно- или многоканальный радиометр, конкретная инженерная разработка. На этапе планирования новой ССДиУ было принято решение обеспечить каждую радиометрическую систему унифицированным устройством сбора, управления и предварительной обработки информации, получаемой в процессе радиоастрономических наблюдений или радиометрических измерений. Таким образом, введено понятие ССДиУ радиометрической системы.
В период 2008-2009 гг. требуемая ССДиУ радиометрической системы была разработана, изготовлена и получила свое название — Embedded Radiometric Data Acquisition System (ER-DAS). Для адекватного описания круга задач, решенных в данной разработке, кратко остановимся на технической стороне вопроса обработки радиометрического сигнала.
2.1. Обработка радиометрического сигнала
Радиометры континуума РАТАН-600 на сегодняшний день — это приемники прямого усиления СВЧ-сигнала в заданной полосе частот с квадратичным детектированием для получения выходного сигнала, пропорционального мощности принимаемого СВЧ-излучения. Из-за наличия флуктуаций коэффициента усиления в радиометре, для устранения данного эффекта применяются различные варианты схем с модуляцией входного СВЧ-сигнала сигналом заданной формы с последующим синхронным детектированием на выходе, как, например, в классическом радиометре Р. Дике [6] на РисЛ^). Вследствие стандартной схемы такого приема сигналов, состав оборудования обработки сигнала радиометра по функциональности остается постоянным. Основные его компоненты:
• предварительный Усилитель Низкой Частоты (ПУНЧ, Video amplifier на РисЛ^));
• синхронный детектор (Lock-In detector на РисЛф);
• измерительное устройство(сейчас это АналогоЦифровой Преобразователь, АЦП).
Необходимо отметить, что в модуляционном радиометре синхронное детектирование (выделение полезного сигнала) происходит на частоте модуляции и ее гармониках, поэтому в качестве ПУНЧ достаточно применить видеоусилитель, пропускающий нужный спектральный состав модулированного сигнала и отсекающий постоянную составляющую в спектре сигнала на выходе квадратичного детектора радиометра. Схематично синхронный детектор может быть представлен в виде перемножителя сигналов (сигнала радиометра и сигнала модуляции) и Фильтра Нижних Частот (ФНЧ), как показано на РисЛ^) (блок под названием Lock-In detector). Для модуляции применяется прямоугольный сигнал, типа “меандр”, с равными длительностями “высокого” и “низкого” уровней с периодом порядка 1 ^ 10 миллисекунд.
На входе радиометра данный сигнал управляет электронным переключателем, а в синхронном детекторе производится синхронное умножение модулированного сигнала радиометра на ±1.
Долгое время синхронный детектор (СД) был полностью аналоговым (АСД) устройством обработки сигнала, имеющим много отрицательных сторон. Вот основные из них:
• прецизионный АСД сложен в изготовлении и наладке, профессиональный АСД для научных исследований — это сложное и дорогое устройство;
• дрейф параметров СД со временем (как любого аналогового устройства);
• подверженность воздействию окружающей среды (температура, влажность, давление);
• как упоминалось выше, АСД работает без постоянной составляющей в измеряемом сигнале, поэтому информация об абсолютном значении мощности принимаемого радиометром излучения в каждом отдельном полупериоде модуляции полностью теряется.
В 1995 году на РАТАН-600 впервые был применен цифровой синхронный детектор (ЦСД) в составе оборудования для частотно-временного помехоподавления на радиометрах дециметрового диапазона [2, 4, 5], построенных по схеме радиометра с добавлением шума (РДШ). Для выделения и удаления импульсных помех необходимо было оцифровать входной сигнал на высокой скорости (порядка десятков кГц). Кроме того, на выходе радиометра должна присутствовать постоянная
Ta
Square-law Video detector amplifier
RF
section
_п_п_ Switch generator
r LPF (a)
ADC
Lock-In detector
Рис. 1. (a) — Блок-схема модуляционного радиометра Дикке (Dicke switched radiometer). Здесь Square-Law Detector — Квадратичный Детектор; LPF (Low-Pass Filter) — Фильтр Нижних Частот, ФНЧ; ADC (Analog-to-Digital Converter) — Аналого-Цифровой Преобразователь, АЦП; DAS (Data Acquisition System) — Система Сбора Данных, ССД; Lock-In detector (Lock-In) — Синхронный Детектор, СД. (b) — модифицированая схема радиометра (a): сигнал с выхода Квадратичного Детектора подается на вход УПТ (здесь — DC amplifier, Усилитель Постоянного Тока) и далее оцифровывается и обрабатывается в системе ER-DAS (Embedded Radiometric DAS). Здесь DSP — Digital Signal Processing unit (Цифровой Сигнальный Процессор, ЦСП).
составляющая, так как в РДШ помеха появляется только в полупериод модуляции, соответствующий сигналу от антенны радиотелескопа (без наличия в сигнале постоянной составляющей полупериоды модуляции становятся неразличимы). Поэтому, в тракт обработки аналогового сигнала вместо видеоусилителя был установлен усилитель постоянного тока (УПТ). Оцифрованный сигнал подавался на обработку в высокоскоростной цифровой сигнальный процессор (ЦСП), где и производилась операция синхронного детектирования сигнала с опорным сигналом модуляции.
Применение ЦСД сразу устранило все описанные выше недостатки, присущие АСД: параметры полностью цифрового устройства и программные алгоритмы не подвержены воздействию указанных мешающих факторов. Кроме того, полупериоды модуляции стали различимы, что помогало выполнять диагностику радиометров, и даже измерять с некоторой точностью эквивалентную шумовую температуру радиометра. Однако применявшиеся тогда интегральные УПТ не давали достаточной точности измерений, так как были подвержены дрейфу нуля, в основном — из-за изменения температуры окружающей среды, а также имели нестабильность коэффициента усиления, проявляющуюся как дополнительный шум со спектральной плотностью мощности (СПМ) вида 1 //а, где / — частота.
2.2. Требования к новой ССДиУ радиометрической системы
Положительный опыт, накопленный в процессе работы с ЦСД, стал основой для формирования и реализации требований к новой ССДиУ радиометрической системы — ER-DAS. Требования к новой системе таковы:
• аналоговый тракт обработки сигнала должен быть построен на основе прецизионных УПТ;
• оцифровка сигнала перед цифровым синхронным детектированием должна производиться с достаточно высокой скоростью, чтобы пропустить требуемое количество гармоник частоты модуляции, а также для возможности удаления некоторых видов помех, например — импульсных;
• наличие в тракте аналоговой обработки сигнала высококачественного ФНЧ для защиты от наложения частот (anti-aliasing filter), при оцифровке сигнала радиометра;
• Аналого-Цифровой Преобразователь должен располагаться как можно ближе к выходу радиометра для исключения влияния электромагнитных помех на тракт передачи сигнала;
• обязательная гальваническая изоляция АЦП от ЦСД для исключения влияния
помех от импульсной цифровой системы на прецизионные измерения;
• ССДиУ радиометрической системы должна быть встраиваемой в саму радиометрическую систему. При этом радиометры самостоятельно оцифровывают и обрабатывают свои сигналы;
• ССДиУ радиометрической системы должна быть сетевой и легко интегрироваться в Локальную Вычислительную Сеть для передачи оцифрованных и обработанных данных радиометров и возможности дистанционного управления радиометрической системой.
Практическая реализация данных требований приводит к измерительной и управляющей системе, показанной на выходе радиометра на Рис.1(Ь). Здесь “Video amplifier” заменен на “DC amplifier” (УПТ). Таким образом, информация об абсолютной мощности сигнала на входе радиометра в каждом полупериоде модуляции полностью сохраняется. Далее в схеме на Рис.1(Ь) показан блок под названием ER-DAS — Embedded Radiometric Data Acquisition System. Он включает в себя узел АЦП и блок Цифровой Обработки Сигналов (ЦОС) и коммуникаций (поддержки сети Ethernet). Синхронное детектирование сигнала радиометра реализовано в ЦСД в виде программы для цифрового сигнального процессора.
2.3. Реализация ССДиУрадиометрической системы — ER-DAS
Блок-схема реализации ER-DAS показана на Рис.2. Тракт аналоговой обработки сигнала или иначе — тракт нормирования сигнала (signal conditioning) состоит из прецизионного УПТ, за которым следует ФНЧ 4-го порядка с характеристикой Бесселя на частоту около В кГц (такая характеристика нужна для оптимальной передачи сигналов типа меандр). Далее сигнал оцифровывается в 16-ти разрядном АЦП с частотой 32 тыс. отсчетов в секунду. Одновременно оцифрованные сигналы 4-х аналоговых каналов передаются через гальванически изолированный последовательный интерфейс SPI (Serial Peripheral Interface) в процессор ЦОС. В процессоре ЦОС реализован алгоритм цифрового синхронного детектора с последующим существенным снижением частоты дискретизации (децимация) сигнала до 12В отсчетов в секунду с каждого канала. Обработанные таким образом данные 4-х радиометрических каналов (либо меньшего числа каналов радиометра + дополнительные датчики) передаются в отдельный
коммуникационный процессор. Задача коммуникационного процессора — передавать полученные данные по сетям ЕШег^ к центру сбора информации всего радиометрического комплекса, а также принимать и выполнять внешние управляющие команды.
Одной из задач, решаемых в рамках данной разработки, является максимально точное измерение постоянной составляющей сигнала на выходе квадратичного детектора радиометра, поскольку эта измеряемая величина отражает полную мощность СВЧ-сигнала на входе квадратичного детектора. Так как перед измерением с помощью АЦП сигнал должен быть усилен (в 5 ^ 100 раз), без прецизионного и недорогого (учитывая большое число радиометрических каналов) УПТ данная задача не может быть успешно решена. Особое внимание необходимо уделить долговременной стабильности параметров и дрейфу нуля УПТ. Напряжение, которое должно быть измерено на выходе квадратичного детектора в радиометре Полной Мощности, записывается следующим выражением:
V = kBGY
т+М1'!
+ Tr
+ Vo(t), (1)
где k — постоянная Больцмана, B — ширина СВЧ-полосы радиометра, G — его полное СВЧ-усиление, y — коэффициент преобразования мощности в напряжение на квадратичном детекторе, Та — шумовая температура излучения, пришедшего на вход радиометра, L (L > 1) — абсолютные потери во входном тракте, равные отношению входной мощности к выходной (для тракта), Tr — шумовая температура всего радиометра, V0 (t) — паразитное смещение напряжения, возникшее в измерительной системе (после квадратичного детектора). В то время как первое слагаемое в (1) описывает полную мощность излучения (внешнего и собственного), измеряемого радиометром, второе слагаемое V0(t) вносит абсолютную погрешность, которая, к тому же, меняется со временем при измерении с помощью УПТ. Это и есть дрейф нуля измерительной системы.
В данной разработке впервые на РАТАН-600 во всем тракте низкочастотного сигнала от квадратичного детектора до АЦП применены операционные усилители (ОУ), построенные по технологии auto-zero — ОУ с непрерывной калибровкой нуля на высокой частоте (порядка 14 кГц). Это прецизионные ОУ с очень малым собственным смещением нуля и с предельно низким температурным дрейфом (на 3 порядка ниже чем у лучших традиционных ОУ). Такая точность позволяет произвести калибровку нуля всего аналогового тракта
ING
о—»
Precision
DC
amplifier
(auto-zero)
Order 4 Bessel LPF 0-8kHz
ADC 16 bit 32 kHz
Precision
voltage
reference
(а)
325 MHz SHARC DSP Lock-In or Total Power algorythm
'
500 MHz CPU
64 Mb RAM
4+16 Mb FLASH
uClinux
NTP client and
data transmitting
(b)
Рис. 2. Блок-схема БК-ЭАБ. Схема реализована в виде двух отдельных, гальванически изолированных подсистем: (а) — аналого-цифровая подсистема; (Ь) — подсистема ЦОС и коммуникаций.
сигнала, включая АЦП, и далее измерять только истинную постоянную составляющую сигнала на выходе квадратичного детектора.
Оценка доступной точности измерений постоянной составляющей и сравнение с традиционными ОУ показывает увеличение точности измерений более чем на 2 порядка! Так, обычный качественный ОУ имеет средний температурный дрейф нуля около G.6 ^V/°C. Постоянная составляющая на выходе Квадратичного детектора одного из реальных неохлаждаемых радиометров с температурой системы 47G K равна 5 mV. Таким образом, температурный дрейф нуля радиометра, выраженный в Кельвинах эквивалентной шумовой температуры, при изменении физической температуры низкочастотного тракта радиометра на І0С составляет (G.6 ^V/0C x 47GGGG mK)/5GGG ^V = 56.4 mK/0С (что в 20 раз больше чем спектральная плотность флуктуаций амплитуды лучшего на РАТАН-600 радиометра). Следующий пример: auto-zero ОУ, выбранный для данной разработки, имеет средний температурный дрейф нуля, равный 2 nV/С, что соответствует І88 ^K/0С! Это потенциально в 300 раз стабильнее чем для обычного ОУ и сравнимо с чувствительностью наилучших на сегодняшний день радиометров. Такая точность делает реальным измерение абсолютной мощности излучения, пришедшего на квадратичный детектор, и, соответственно, абсолютной температуры системы Ts в градусах Кельвина при условии точной калибровки радиометра и учета всех источников паразитных смещений постоянной составляющей.
Выигрыш от применения auto-zero ОУ, измеренный на практике, продемонстрирован на Рис.3. Поскольку сама система ER-DAS содержит в тракте аналогового сигнала только auto-zero ОУ,
эффект подключения традиционного ОУ сразу становится заметен как в самом сигнале, так и в соответствующей оценке спектральной плотности мощности.
Некоторый подъем в СПМ для сигнала с измеряемым auto-zero ОУ на низких частотах (ниже
0.01 Гц) обусловлен не самим измеряемым усилителем, а источником постоянного напряжения на входе обоих усилителей (см. измерительную схему на Рис.3(з)).
Таким образом, применение новой элементной базы позволяет стабилизировать нуль измерительной системы во времени, так что абсолютная погрешность измерений Vo в формуле (1) становится практически постоянной. Это обстоятельство позволяет измерить величину Vo и вычесть ее из измеряемого напряжения (калибровка измерительной системы по постоянной составляющей).
Необходимо отметить следующие особенности реализации ER-DAS:
• в тракте нормирования сигнала c auto-zero ОУ все активные цепи не вносят шум вида 1/fа в измеряемый сигнал, см. Рис.3 (a) и (b), так что основным источником такого шума в реальном радиометре остается только СВЧ-тракт (СВЧ-усилители и, возможно, квадратичный детектор), что позволит измерить реальные флуктуации усиления (G) радиометра — величину 5G/G;
• весь измерительный аналоговый тракт от выхода квадратичного детектора до АЦП (включительно) построен по схеме с однополярным (+5V) питающим напряжением. Основанием для этого является тот факт, что сигнал однополупериодного квадратичного детектора принципиально однополярный, а применяемые усилители
1 1 Г
И 1 I
traditional amplifier
т
г
(а) :
267 г
^ 266
аТ вд сз
£
. calibration (2^У)
265 г
DC
source
auto-zero amplifier
ING ER-DAS IN1
264 Ь
10-
- і 1 1 1 , 1 , 1 1 1 1 1-
0 1000 II 1 III 2GGG 1 1 1 1 1 1 3000 Time, seconds 1 1 1 1 1 1 1 1 1 4GGG 1 1 1 1 1 1 1 1 5GGG 1 1 6000 1 1 1 1 1 1 1
g
J 1G2
О
Й
Ф
fctf
c3
£
1G1
(b) :
traditional amplifier
_i___________________і___________і_________і_______і і 11
_i_________________і__________і_______і______і і 11
_i_________________і__________і_______і______і і 11
_i_________________і__________і_______і______і і 11
1G-
1G-
1G-1 Frequency, Hz
1G0
1G1
Рис. 3. Сравнение Усилителя Постоянного Тока (УПТ), построенного на обычных Операционных Усилителях (ОУ) и УПТ с auto-zero ОУ (a) — сигналы. Черным цветом показан сигнал УПТ, построенного с применением обычного ОУ, серым — УПТ с auto-zero ОУ Здесь же показана блок схема измерения. Одновременная запись сигналов длилась 12 часов (на рисунке приведено менее 2-х часов записей). (b) — соответствующие сглаженные оценки спектральной плотности амплитуды. Оценки производились для полных 12-ти часовых записей по перекрывающимся (50%) прямоугольным временным окнам длительностью в 1000 секунд с последующим усреднением спектров. Подъем на низких частотах в спектре сигнала УПТ с auto-zero ОУ (серая кривая) обусловлен флуктуациями вида 1/fа источника напряжения постоянного тока (DC source на рисунке (a)).
з
2
auto-zero построены по технологии rail-to-rail (аккуратно измеряют сигнал от одной шины питания до другой), и имеют минимально возможное собственное смещение нуля (2 ^V);
тракт нормирования сигнала вместе с АЦП (Рис.2) представляет собой хорошо калибруемую по постоянной составляющей сигнала измерительную систему (стабильную во времени), что принципиально позволяет достичь соответствий: 0 Вольт — 0 Кельвин, V Вольт — T Кельвин;
оцифрованные данные каналов передаются в подсистему ЦОС и коммуникаций по дифференциальным линиям. Возможно удаление подсистемы ЦОС от выхода радиометра на расстояние до 7 метров;
• процессор ЦОС, принимающий и обрабатывающий данные радиометров, работает в однозадачном режиме, что позволяет достичь минимально возможного времени реакции на события и поступающие данные;
• коммуникационный процессор работает под управлением встраиваемой ОС иСііпих [7], и имеет энергонезависимую память для хранения и загрузки как самой ОС, так и набора прикладного ПО.
3. ПРОГРАММНАЯ ОСНОВА ССДиУ ПО ССДиУ состоит из 2-х уровней реализации:
1) комплект программного обеспечения ЕН-ЭЛБ;
2) комплект программного обеспечения ССДиУ верхнего уровня (уровня радиометрического комплекса).
3.1. Комплект программного обеспечения ER-DAS
Комплект ПО ER-DAS разработан для двух микропроцессоров: процессора ЦОС и коммуникационного процессора.
3.1.1. ПО процессора ЦОС
Процессор ЦОС обрабатывает в масштабе реального времени одновременно данные 4-х радиометров. Последовательные этапы обработки данных одного радиометра показаны на Рис.4. Реализованный алгоритм обработки радиометрического сигнала (алгоритм цифрового синхронного детектирования) получил в процессе данной разработки собственное название — Radiometric Digital Lock-in (RDL).
В алгоритме RDL выходной сигнал модуляционного радиометра, оцифрованный в аналоговой подсистеме (Рис.4(э)), подан на вход программного переключателя, работающего на частоте модуляции. Фаза модулированного сигнала радиометра на данном этапе совмещена с фазой модулирующей частоты, так что на программном переключателе происходит синхронное разделение полупериодов модулированного сигнала на 2 независимых сигнала. Результатом работы данного этапа являются 2 сигнала, Рис.4(Ь). Сигналы непрерывны во времени, а пропуски в сигнале за счет переключений заполнены средним значением сигналов соответствующих предыдущих полупериодов. Таким образом, каждый радиометрический канал порождает 2 потока цифровых данных на частоте оцифровки (32768 Гц), так что суммарное количество таких каналов для одной системы ER-DAS равно 8-ми.
Следующие 2 этапа цифровой обработки — это 2 последовательно включенных узла децимации (прореживания) сигналов (Рис.4(^)). Каждый из этих программных узлов уменьшает частоту дискретизации данных в 16 раз, так что выходные сигналы одной системы ER-DAS представляют собой 8 потоков данных с частотой дискретизации 128 Гц. В качестве фильтров от наложения частот (anti-aliasing filter) в дециматорах применены однокаскадные цифровые фильтры типа ИГФ (Интегратор — Гребенчатый Фильтр), каждый из которых имеет частоту среза, равную 1/32 от входной полосы сигнала. ИГФ обеспечивают эффективное подавление 3-х частотных компонент в спектре сигнала: частоты коммутации в auto-zero усилителях (^^ 14 КГц), гармоник частоты питающей электросети, и гармоник частоты модулирующего сигнала. Последние подавляются наиболее
эффективно, так как частота модуляции и частоты работы дециматоров в точности кратны частоте оцифровки сигнала. Кроме того, разбиение сигнала радиометра на 2 потока приводит к тому, что в каждом из новых сигналов вклад гармоник частоты модуляции является минимально возможным и определяется среднеквадратичным отклонением шума радиометра.
Двухкаскадная децимация введена в связи с высоким усилением ИГФ (при децимации х16 усиление в данном алгоритме равно 32) и ограниченной разрядностью слова данных интегратора (32 разряда). При использовании двоичной дополнительной арифметики длина слова интегратора должна принимать максимальное значение разности двух последовательных отсчетов (с учетом усиления ИГФ), см. [8]. Общее усиление при двухкратной децимации здесь равно 32 х 32 = 1024. При высоком уровне входных сигналов (например, радиопомехи) между двумя каскадами децимации можно включить программный аттенюатор для обеспечения правильной работы последующего каскада.
Необходимо отметить, что алгоритм RDL не завершает операцию синхронного детектирования сигнала. Завершенной эта операция будет, если вычесть сигналы, соответствующие двум отдельным полупериодам модуляции одного радиометра. Эту процедуру можно выполнить и в постобработке наблюдательных данных. Результатом такой работы является наличие дополнительной (относительно модуляционного радиометра) информации в виде сигналов отдельных полупериодов модуляции. Эти сигналы соответствуют 2-м радиометрам полной мощности, чувствительность которых в \/2 раз хуже чем у соответствующего идеального радиометра полной мощности. Таким образом, информация, которая в обычном модуляционном радиометре полностью утеряна, здесь оказывается полностью сохраненной.
3.1.2. Комплект ПО коммуникационного процессора
ПО коммуникационного процессора включает в себя:
1) начальный загрузчик — U-Boot [7];
2) встраиваемую ОС — uClinux [7] с поддержкой сетевого протокола TCP/IP, протокола синхронизации времени NTP, а также файловой системы для SPI Flash (энергонезависимая память на шине Serial Peripheral Interface). В данной памяти хранится и доступно для модификации все ПО прикладного уровня для ER-DAS;
о
D
с
с
(a)
І ЦІ if tv
Modulated radiometer: DSP chain in RDL algorythm
half-periods separation: 2x32768 Hz streams
(b)
decimation: |16 decimation: ^16
ІнИиин-Н-
(c)
(d)
Time (4 intervals)
Рис. 4. Алгоритм RDL (Radiometric Digital Lock-in) в действии.
3) оригинальный драйвер обмена процессор ЦОС — коммуникационный процессор;
4) программу чтения готовых данных из процессора ЦОС в коммуникационный процессор и передачи команд в противоположном направлении через драйвер обмена и выдачи результата в вычислительную сеть по протоколу TCP/IP;
5) программу загрузки процессора ЦОС из энергонезависимой памяти SPI Flash.
Весь комплект ПО коммуникационного процессора загружается автоматически при подаче питающего напряжения. Также существует возможность дистанционного оперативного изменения как состава ПО, так и режимов работы всей системы.
3.2. Комплект программного обеспечения ССДиУ уровня радиометрического комплекса
Данный комплект ПО построен по технологии приложения со многими потоками управления (mulithreaded application) и решает следующие задачи:
1) интеграция всех радиометров (радиометрических систем) в единый наблюдательный процесс;
2) управление радиометрами и сбор данных по единой наблюдательной/измерительной программе;
3) предварительная обработка данных для подготовки размещения их в наблюдательном архиве в формате RATAN-FLEX (RFLEX) [9]. Данный формат является адаптированной для РАТАН-600 версией FITS-формата данных.
Программное обеспечение написано на языке С++ для ОС Linux и включает библиотеки классов и утилит как для подготовки и проведения наблюдений, так и для обработки данных. Объектно ориентированный подход позволяет выделить и формализовать для ССДиУ такие понятия как измерительный комплекс (для РАТАН-600 это вторичный отражатель — облучатель), единица оборудования (радиометрическая система), информационный канал (один радиометр или датчик) и пр. Для всех этих понятий разработаны классы на языке C++ (задан необходимый набор параметров и методов). Управляющие параметры классов хранятся в конфигурационных файлах в формате XML (extensible Markup Language). Как измерительный комплекс, так и конкретный состав оборудования (радиометры/датчики) описываются в таких конфигурационных файлах. От этого зависит набор динамически создающихся классов и потоков управления. Другими словами, при старте ССДиУ уровня радиометрического комплекса, все аппаратно-программные системы нижнего уровня (например, ER-DAS), описанные в конфигурации измерительной системы, автоматически подключаются к процессу измерений/наблюдений.
Во время работы ССДиУ принимает (с авторизацией и проверкой прав доступа) запросы от пользователей на установку/отмену наблюдательной программы, состоящей из описания последовательности требуемых наблюдений. ССДиУ проводит наблюдения согласно расписанию. Каждое проведенное наблюдение после автоматической предварительной обработки записывается в файл RFLEX-формата и передается в централизованное хранилище данных для последующей архивации.
4. ПРИМЕНЕНИЕ ССДиУ+ER-DAS В РАДИОАСТРОНОМИЧЕСКИХ НАБЛЮДЕНИЯХ
На Рис.5 приведен пример наблюдения радиоисточника 3С84 на радиометре комплекса
МАРС-3 [10], диапазона 30 ГГц (ширина СВЧ полосы В = 5 ГГц). Пары сигналов на Рис.5(а,Ь) соответствуют отдельным полупериодам модуляции радиометра с диаграммной модуляцией, блок-схема которого приведена на Рис.5(а). Это выходные сигналы алгоритма РОГ (см. выше), в которых частота следования отсчетов данных дополнительно понижена децимацией до ^20 Гц при пост-обработке данных в ПО ССДиУ уровня радиометрического комплекса. В качестве фильтра от наложения частот перед децимацией применен разработанный автором программный цифровой ФНЧ с характеристикой Баттерворта
8-го порядка с нулевой фазовой характеристикой. На Рис.5(Ь) показан фрагмент записи Рис.5(а), соответствующий участку радиоисточника. Здесь отношение сигнал/шум дополнительно увеличено путем применения цифрового ФНЧ 8-го порядка (тоже с характеристикой Баттерворта и нулевой фазовой характеристикой), частота среза которого равна 2.5 Гц. Необходимо отметить, что примененный ФНЧ реализован как фильтр с бесконечной импульсной характеристикой (БИХ-фильтр). Такой фильтр имеет нелинейную фазовую характеристику, следствием чего является искажение радиоисточника и смещение его по оси времени. Дополнительные меры по обеспечению нулевой фазовой характеристики такого ФНЧ обеспечивают нулевое групповое время замедления в фильтре, вследствие чего радиоисточник не искажается и не смещается по оси времени. Это сделано путем двухкратной фильтрации с помощью данного БИХ фильтра, но 4-го порядка, причем перед второй фильтрацией сигнал обращен во времени, как описано, например, в [8].
На Рис.5(а) видны как мелкомасштабные, так и крупномасштабные корреляции сигналов в отдельных полупериодах модуляции. Мелкомасштабные корреляции — это, в основном, проявление шума со спектральной плотностью мощности вида 1//а общего СВЧ тракта радиометра (флуктуации коэффициента усиления радиометра). Крупномасштабные корреляции представляют собой сумму указанного шума вида 1//а и флуктуаций радиоизлучения атмосферы, имеющих тот же вид спектральной плотности мощности. Разница температур системы в сигналах 2-х полупериодов модул я ци и (~ 1 К) обусловлена разностью потерь в отдельных входных трактах на входе радиометра перед волноводным коммутатором сигналов (см. блок-схему на Рис.5(а)).
Результат завершения операции синхронного детектирования сигнала модуляционного радиометра показан на Рис.5(с). Данная операция произведена в процессе пост-обработки данных путем вычитания сигналов, показанных на Рис.5(Ь)
(среднее значение ^1 K, оставшееся после вычитания, также вычтено). Таким образом, получен сигнал радиоисточника для радиометра с диаграммной модуляцией. В данном сигнале автоматически устраняются шумы вида 1/fа как от флуктуаций коэффициента усиления радиометра, так и флуктуаций радиоизлучения атмосферы на данной длине волны. Конечно, степень подавления указанных шумов определяется разностью потерь во входных трактах такого радиометра.
5. ПРИМЕНЕНИЕ ССДиУ+ER-DAS ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ ФЛУКТУАЦИЙ КОЭФФИЦИЕНТА УСИЛЕНИЯ РАДИОМЕТРА
Одной из важных характеристик радиометра является амплитуда флуктуаций его коэффициента усиления в режиме радиометра полной мощности. Уточнение данных по флуктуациям усиления современных радиометров может дать новую информацию о стабильности их работы.
Основой для вычислений и выполнения оценок является формула для чувствительности радиометра полной мощности с учетом флуктуаций коэффициента усиления, (см. например, [11] или [12]):
Здесь AF — Низко Частотная (НЧ) Эквивалентная Шумовая Полоса (ЭШП) радиометра, определяемая его Фильтром Нижних Частот (ФНЧ), В — ширина прямоугольной СВЧ-полосы (СВЧ ЭШП), Ts — полная эквивалентная шумовая температура системы радиотелескоп+радиометр, AT — Средне-Квадратичное Отклонение (СКО) флуктуаций шумовой температуры, зарегистрированное на выходе радиометра, G и £G — усиление радиометра и его вариации соответственно. Тогда, для относительных флуктуаций мощности шума можно записать:
ДТ\ 2 _ 2AF /5G\2 _
"2W __b“+Vg7 “
где введено обозначение: 2AF/B = (ATw/Ts)2, а нижний индекс w указывает на белую компоненту шума радиометра (white). Каждое слагаемое в (2) можно записать в виде интегралов соответствующих спектральных плотностей. Тогда для белой
Time, sec.
Time, sec. Time, sec.
Рис. 5. Запись прохождения радиоисточника 3C84 через неподвижную диаграмму направленности РАТАН-600 на волне 30 ГГц (СВЧ полоса 5 ГГц). (a) — исходная запись 2-х отдельных полупериодов модуляции, соответствующих 2-м разнесенным первичным облучателям h1 и h2 радиометра. (b) — фрагмент записи (a) с радиоисточником. (с) — результат вычитания записей отдельных полупериодов: радиометр с диаграммной модуляцией.
компоненты имеем:
А Ти Тя
F2
2AF 2
~в~ = в I
(4)
Fi
(AF = F2 - Fl).
Как известно, спектр флуктуаций коэффициента усиления радиометра имеет вид А//а, например, [11]. В данной работе полагается, что параметры а и А описывают относительную спектральную плотность мощности флуктуаций усиления радиометра (величину (С(/)/С)2). Тогда можно записать:
(f Ї-ЧЇ*
Fi
F2
(5)
и с учетом (З) и (4) получим:
F2
(¥)
Fi
2 А
В + г
F2
d/ = J S(/)d/, (6)
Fi
где введено обозначение
2
A
s^ = b + F
(7)
Дополнительно обозначим:
2
Sw = — = const, B
A
W) = -p
(В)
(9)
Здесь — относительная СПМ белой компоненты шума радиометра, которая вычисляется по его известной константе — ширине полосы В. Функция £д(/) — это относительная СПМ флуктуаций коэффициента усиления радиометра, где параметры А и а подлежат оценке. £(/) — это функция относительной спектральной плотности мощности суммарных флуктуаций, ее размерность — [1/Гц]. Такова же размерность и параметра А в формуле для Бд(/). Видно, что А = А//а при / = 1 Гц (а > 0).
Из (6) следует, что по измеренной оценке СПМ флуктуаций температуры на выходе радиометра полной мощности можно оценить параметры флуктуаций коэффициента усиления радиометра А и а (зная величины Т и В). Когда эти параметры будут найдены, можно интегрировать в заданных пределах как суммарную оценку СПМ, так и ее независимые компоненты (4) и (5).
Система ЕР-ОАЭ позволяет производить измерения флуктуаций усиления в режиме радио-
2
метра полной мощности без изменения конструкции радиометра и без создания специальной схемы для таких измерений. Необходимо всего лишь программно переключить алгоритм РЭГ в режим непрерывного измерения сигнала радиометра с одновременным отключением сигнала модуляции. Далее, необходимо произвести достаточно длительные измерения выходного сигнала радиометра полной мощности при постоянном значении Т3 (или достаточно близком к постоянному) для получения сглаженной оценки СПМ флуктуаций Т. Тогда такую оценку, деленную на Т2, можно использовать для прямой аппроксимации функцией вида (7) с достаточно высокой точностью.
На Рис.6 показаны последовательные этапы практического процесса оценки параметров функции Бд(/) (см. формулу 9):
1) Рис.6(а) — сглаженные оценки относительных СПМ для флуктуаций Т при двух различных Т (250 К и 500 К). Оценки получены методом осреднения отдельных спектров (Быстрое Преобразование Фурье (БПФ), 100-секундное прямоугольное временное окно). Окно для БПФ смещалось по исходным данным с 50% перекрытием (детально метод описан в [13]). Полное время лабораторных наблюдений при практически постоянных условиях для каждого значения Т составляло порядка 16 часов, так что суммарное количество спектров, усредненных для получения каждой сглаженной оценки СПМ, равно 1152;
2) Рис.6(Ь) — относительные СПМ, полученные из оценок СПМ, показанных на Рис.6(а), делением на квадраты известных значений Т. Таким образом, спектр мощности относительных флуктуаций температуры уже не зависит от Т и содержит в чистом виде слагаемое Бд (/);
3) результат аппроксимации оценок СПМ относительных флуктуаций функцией вида (7) для интервала частот 0.04—4 Гц показан на Рис. 6(с) (параметры а, А); По найденным параметрам построен искомый спектр флуктуаций коэффициента усиления радиометра Бд(/). Выбор полосы частот для аппроксимации обусловлен требованием, чтобы на выбранном участке спектр действительно описывался 2-х компонентной моделью, формула (7).
Таким образом, для исследуемого радиометра получено: А =1.6 х 10-9 ± 1.12 х 10-11 (0.7%),
а = 0.8 ± 0.01(1.25%). Данный результат сравним с результатами, полученными в NRAO для радиометра диапазона 46 ГГц, построенного с применением НЕМТ (High Electron Mobility Transistor), [14]: A = 1.2 x 10-8, а = 0.9. Также, для сравнения, можно привести цифры для одного из лучших радиометров начала 80-х годов, построенного на РАТАН-600, радиометра с шумовым пилот-сигналом на волну 8 см, с малошумя-шим параметрическим усилителем на входе [15]: A = 2.1 x 10-10, а = 1.25.
Погрешности для параметров а и A приведены только с учетом ошибки аппроксимации СПМ. Такие малые значения погрешностей достигнуты благодаря построению сглаженной оценки СПМ с относительной погрешностью порядка 6%. По-видимому, окончательная погрешность для параметра а останется неизменной, поскольку наклон спектра вычислялся в достаточно широком частотном диапазоне (3 октавы). Результирующая погрешность для параметра A должна быть увеличена по предварительным оценкам в 2—4 раза.
Зная параметры относительной СПМ флуктуаций коэффициента усиления приемника, можно получить оценки как для величины 5G/G отдельно, так и для полного шума на выходе радиометра, интегрируя частично или Поскольку
полностью сумму (7).
Fi
j~Jf =
г F 2 lnFi
F
1а
F
1а
1 а 1 а
а =1
(10)
то при а = 0.8 интегрирование функции Б(/) в виде (7) дает:
^2
/2 А
ЯШ = -(т2 - + —(т20-2 - т°'2). (П)
л
Здесь первое слагаемое описывает белую компоненту шума радиометра, а второе — флуктуации усиления. Вклад обеих компонент зависит от выбора пределов интегрирования, поэтому необходимо их задать для нескольких вариантов оценок, соответствующих реальным условиям наблюдений и измерений.
Результаты вычислений для нескольких характерных НЧ-полос приведены в Таблице. Здесь
ATw = Ts
2(F2 - F1)
B
AT — T —
^-Lg ~ s Q ’
(12)
(13)
lO-1 lO0
Frequency, Hz
Frequency, Hz
lO
lO
lO-
lO-
lO0
Frequency, Hz
lO1
lO2
Рис. 6. Оценка флуктуаций коэффициента усиления радиометра полной мощности для одного из приемников прямого усиления радиометрической системы МАРС-3 РАТАН-600. Эквивалентная рабочая шумовая температура системы радиотелескоп+радиометр Ts = 250 К, ширина СВЧ-полосы В = 5 ГГц. (a) — оценки СПМ для флуктуаций эквивалентной шумовой температуры радиометра с Ts1 = 250 K (кривая (1)), и Ts2 = 500 K (кривая (2)). Здесь уровень Sw х (250 K)2 соответствует Спектральной Плотности Мощности (СПМ) для идеального радиометра полной мощности с Ts = 250 К и шириной СВЧ полосы, равной В (см. выше), Sw = 2/В. NF (Noise Floor) — уровень собственных шумов измерительной системы (Предварительный Усилитель Низкой Частоты + ER-DAS). (b) — относительные СПМ флуктуаций температуры, соответствующие оценкам СПМ в (a) (их интегрирование в заданных пределах дает величину (ATs/Ts)2). На график также нанесены уровень относительных флуктуаций белой компоненты шума радиометра, Sw, и оценка относительных флуктуаций собственных шумов измерительной системы, SNF. (c) — аппроксимация спектров (b) функцией S(f). После оценки параметров а и A (значения приведены на рисунке) построен спектр флуктуаций коэффициента усиления радиометра (в дважды логарифмическом масштабе — прямая Sg(f)). Здесь Smod — уровень относительной СПМ для соответствующего модуляционного радиометра.
^2 ____________________
АТ = Т3 15(/)^= ^АГ2+ДГ|, (14)
где £С/С описывается выражением (5). Необходимо отметить достаточно высокий вклад ДТд в суммарную оценку флуктуаций ДТ в сравнении с белой компонентой шума ДТад. Исключение составляет вариант наблюдения прохождения точечных источников через неподвижную диаграмму направленности радиотелескопа вдали от полярной области неба. В этом случае суммарный шум примерно в 2 раза превосходит белую компоненту, что близко к чувствительности соответствующего модуляционного радиометра.
В Таблице показано, что величина £С/С для всех приведенных вариантов измерений не хуже 10-4, при том, что вычисления произведены в диапазонах частот, где доминирует шум А//а. Если в качестве пессимистической оценки принять величину £С/С = 10-4, то = 0.0001 С. Это означает, что флуктуации коэффициента усиления составляют всего 0.01% от общего усиления!
Чтобы наглядно представить амплитуду флуктуаций в радиометре с полученными параметрами
а, А, можно смоделировать достаточно длинные реализации шума вида А//а с разными показателями степени а. В данной работе проведено такое моделирование, используя программу для среды МаНаЬ — ро"№ето18е.т, разработанную в соста-
Таблица. Оценки компонент шума радиометра для нескольких вариантов измерений, Строки 3,4,5 даны для режима прохождения исследуемых объектов через неподвижную диаграмму направленности радиотелескопа при наблюдениях вдали от Полюса Мира.
Л А Тю/Та (Ю/С АТ А Т9 АТ АТ / АТ-и, Примечание
Нг Нг х1(Г5 х1(Г5 тК тК тК
0 1 2.00 8.94 5.0 22.4 22.9 4.58 Д^1 = ^2 - Л = 1 Нг
0 0.25 1.00 7.78 2.5 19.5 19.7 7.88 АР = 1 /4г, г = 1в
0.2 2 2.76 6.44 6.89 16.1 17.5 2.33 наблюдение точечных источников
0.01 0.1 0.60 4.32 1.5 10.8 10.9 7.3 протяженные объекты
0.003 0.03 0.33 3.83 0.82 9.51 9.54 11.6 протяженные объекты
ве ПО для распознавания речи [16]. С помощью указанной программы сгенерированы 2 различных реализации шума с относительной СПМ вида А//а ( см. Рис.7) с одной и той же амплитудой А = 1.6 х 10-9 и двумя различными показателями степени а: а = 0.8 (£йд(/)), и а = 1.6 (£й,2(/)). Показатель степени а = 1.6 соответствует гипотетическому радиометру 70-х годов 20 века. Сгенерирована также реализация низкочастотного белого шума с относительной СПМ Бт, Рис.7(а), для радиометра с СВЧ полосой В = 5 х 109 Гц (как для упоминавшегося выше радиометра комплекса МАРС-3). Далее, к этому шуму поочередно добавлены шумы со спектрами £йд(/) и £й;2(/), и результаты умножены на величину Т = 250 К, что дает 2 реализации смоделированных шумов 2-х радиометров.
Видно, что синтезированный радиометр с флуктуациями усиления порядка 1//0'8 (радиометр 1) показывает высокую степень долговременной стабильности и малые шумы в течение порядка 11.5 суток мысленного эксперимента. Наоборот, радиометр с флуктуациями усиления порядка 1//1-6 (радиометр 2) имеет большую амплитуду мелкомасштабных и крупномасштабных дрейфов нуля, при том, что Т = 250 К в обеих моделях.
6. ВЫВОДЫ
В результате проведенной работы разработана и внедрена в опытную эксплуатацию на
РАТАН-600 новая встраиваемая система сбора данных и управления для радиометров —
БН-ОАБ. Предельно низкий собственный шум порядка (30пУ/л/Нг) и плоский спектр шума данной измерительной системы (долговременная стабильность) позволяют проводить радиоастрономические наблюдения и радиометрические
измерения с предельно низкой абсолютной и относительной погрешностями. Долговременная стабильность измерительной системы важна для проведения наблюдений точечных и, в особенности, протяженных объектов в режиме радиометра полной мощности. Такие наблюдения можно проводить на радиометрах с низким спектральным индексом шума вида 1//а. БН-ОАБ также может быть использована как прецизионная система УПТ+АЦП для измерений сигналов датчиков физических величин в интервале частот от нуля до 8 кГц. Сетевой интерфейс позволяет применять систему БН-ОАБ в составе распределенных измерительных комплексов как на РАТАН-600, так и на других радиотелескопах.
Разработано и внедрено в штатную работу программное обеспечение системы сбора данных уровня радиометрического комплекса. Данный комплект ПО прошел успешное испытание в течение 1 года суммарной работы в проекте “Космологический Ген Вселенной” [17], в составе одного из измерительных комплексов РАТАН-600 (“облучатель тип 2”, радиометрическая система МАРС-3) и показал высокую надежность, гибкость и простоту в эксплуатации.
При проведении радиоастрономических наблюдений с применением системы БН-ОАБ показано, как применение алгоритма 1^ОГ (см. выше) с отложенной операцией синхронного детектирования дает 3 сигнала с выхода одного модуляционного радиометра. Два сигнала соответствуют отдельным полупериодам модуляции и являются сигналами “квази-” радиометра полной мощности. Третий сигнал может быть получен при необходимости в пост-обработке и является сигналом с выхода модуляционного радиометра. Такой режим наблюдений уже применялся ранее на РАТАН-600 в измерительном комплексе радиометрической системы МАРС-3, однако абсолютная точность
Frequency, Hz
252, Б -
ATp-p,day = 60 mK, (RMS = 10.2 mK)
2.5 K, (RMS = 3Т6 mK)
56Т Time, days
Рис. 7. Моделирование поведения 2-х разных радиометров 1 и 2 (соответствующих разным спектрам флуктуаций коэффициента усиления £9д(/) и £9,г(/)) за 11.5 дней. Параметры моделей: Т = 250 К, В = 5 ГГц, 2 варианта шума вида А//“, где а = 0.8 и а = 1.6, А = 1.6 х 10-9. (а) — относительные СПМ. Горизонтальная линия соответствует белой компоненте шума радиометра. (Ь) — сигналы, соответствующие радиометрам 1 и 2, во временной области. АТр-р,<1ау — флуктуации температуры системы “реак-реак” за 1 день. (Более детально см. в тексте). Данные флуктуации вычислялись в полосе частот 1.16 х 10-5 Гц — 0.005 Гц.
измерений была ниже за счет наличия дрейфов нуля в измерительной системе. Таким образом, расширен диапазон возможных режимов работы одного и того же радиометра с одновременным повышением точности измерений, что входило в круг задач разработки БН-ОЛБ.
Для БН-ОЛБ необходимо отметить абсолютное значение сигнала радиометра. Откалиброванный по эквивалентной шумовой температуре радиометр всегда показывает температуру системы радиотелескоп+радиометр (Т3) при измерениях с помощью БН-ОЛБ, как, например, на Рис.5(а,Ь). Это обеспечено применением прецизионных УПТ во всем тракте измерения сигнала. Возможность измерения истинной Т3 является достоинством и принципиальным отличием БН-ОЛБ от других измерительных систем, построенных с применением обычных ОУ. В последних, измерения одной и той
же величины Т в разное время могут давать различные значения вследствие собственного дрейфа нуля измерительной системы.
Измерены флуктуации коэффициента усиления одного из радиометров комплекса МАРС-3 (диапазона 30 ГГц). Здесь необходимо отметить, что в качестве нижнего предела интегрирования в формуле (5) для СПМ флуктуаций коэффициента усиления можно брать нулевую частоту (что соответствует бесконечному времени наблюдения за сигналом радиометра) только в том случае, если спектральный индекс а < 1, в противном случае интеграл расходится. Первые 2 строки Таблицы как раз соответствуют случаю очень длительного наблюдения за выходным сигналом радиометра с флуктуациями коэффициента усиления порядка 1//0-8, причем 5С/С < 10-4. Этот результат за-
метно лучше, чем у радиометров в 70-х — 80-х годах XX века, когда достигались стабильности порядка 0.1% — 1% в час, как, например, в [11]. Кроме того, у радиометров, построенных на элементной базе предыдущих поколений параметр а был больше единицы. Поэтому возможным было лишь привести оценку стабильности радиометра за ограниченный интервал времени. Переход на новую элементную базу (НБМТ-транзисторы, Низкобарьерные Диоды с Барьером Шоттки (НДБШ), прецизионные интегральные стабилизаторы) позволил улучшить стабильность современных радиометров. Предельно плоский спектр шума измерительной системы — Предварительный Усилитель Низкой Частоты + представленная здесь система БН-ОЛБ — дают достаточно высокую степень уверенности, что измеренные и приведенные здесь флуктуации коэффициента усиления в радиометре относятся именно к его СВЧ-части, исключая весь низкочастотный измерительный тракт.
Произведено моделирование сигналов 2-х радиометров с различными флуктуациями коэффициента усиления, см. Рис.7. Анализ 2-х моделей радиометров показывает необходимость регулярной калибровки радиометра 2 (СПМ 1//1'6) в процессе проведения радиоастрономических наблюдений. Такая калибровка выполняется с помощью дополнительного калибровочного генератора шума. Радиометр 1 (СПМ ~1//°'8) имеет нестабильность усиления не хуже 0.01%. Если зафиксировать усиление в таком радиометре, то операцию его калибровки можно проводить значительно реже, чем в предыдущем случае.
Разработана и применена методика измерения флуктуаций коэффициента усиления радиометров. Необходимость данной методической работы продиктована достаточно свободным подходом к подобным измерениям в радиометрической практике, иногда дающим противоречивые и разнородные результаты.
Измеренные параметры шума вида А//а требуют уточнения его источников в радиометре. Автору представляется не совсем очевидным относить этот шум только к флуктуациям усиления (точнее будет назвать данный шум флуктуациями коэффициента передачи всего радиометра). Требует дальнейшего изучения также наличие вариаций коэффициента шума малошумящего входного усилителя. Все еще не ясен относительный вклад квадратичного детектора в общий измеренный шум вида А//а. Все эти вопросы являются предметом дальнейшего изучения.
БЛАГОДАРНОСТИ
Работа выполнена при финансовой поддержке грантов РФФИ 08-02-00486а, 08-02-05043-6 и
09-02-12169. Автор благодарен всем сотрудникам, принимавшим активное участие в обсуждении данной работы.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. В.Н. Черненков и П.Г. Цыбулев. в Сб. тезисов докл. 26-й радиоастрономической конференции, (Санкт-Петербург, 1995), 389.
2. A.B. Berlin and P.A. Friedman, in Proceedings of the XXV URSI General Assembly, Lille, France, Ed. by URS1 (Gent, Belgium, 1996), p. 750.
3. PA. Fridman, E.V. Bulaenko, and S.V. Tuzenko, in Proceedings of the First International Conference and Exhibition, Digital Signal Processing and its Applications, Moscow, Russia, 1998, III-E-55-66.
4. В.А. Столяров и П.Г. Цыбулев, в Сб. тезисов докл. 27-й радиоастрономической конференции, (Санкт-Петербург, 1997), 3, 182.
5. PG. Tsybulev, A.B. Berlin, N.A. Nizhel’skij, et al., Astrophysical Bulletin 62, 193(2007).
6. R.H. Dicke, Review of Scientific Instruments 17, 268(1946).
7. http://docs.blackfin.uclinux.org
8. R.G. Lyons, Understanding Digital Signal Processing, 2-nd ed. (Prentice Hall, NJ, USA, 2004).
9. О.В. Верходанов и др., Отчет 233 САО РАН, Нижний Архыз, 1994.
10. http://www.sao.ru/hq/lrk/index.html.en
11. J. D. Kraus, Radio Astronomy, 2-nd ed. (Cygnus-Quasar Books, Powell, Ohio, 1986), p. 7-12.
12. Н.А. Есепкина, Д.В. Корольков и Ю.Н. Парий-ский, Радиотелескопы и радиометры, (“Наука”, Москва, 1973), с. 319
13. A.H. Nutall and G.C. Carter, Proc. IEEE 70, 1115 (1982).
14. E.J. Wollack, Review of Scientific Instruments 66, 4305(1995).
15. V.Y. Golnev, D.V Korolkov, and PA. Fridman, Bull. Spec. Astrophys. Obs. 13,52(1981).
16. M.A. Little et al., Biomed Eng Online (http://www.ncbi.nlm.nih.gov/pmc/
/articles/PMC1913514/), 6 (23) (2007).
17. Yu. N. Parijskij, “Ratan-600 ’cosmological gene’ project”, Astronomical and Astrophysical Transactions 19,265(2000).
NEW-GENERATION DATA ACQUISITION AND CONTROL SYSTEM FOR CONTINUUM RADIO-ASTRONOMIC OBSERVATIONS WITH RATAN-600 RADIO TELESCOPE: DEVELOPMENT, OBSERVATIONS, AND MEASUREMENTS
P.G. Tsybulev
A new Data Acquisition and Control System for performing continuum radio-astronomical observations with RATAN-600 radio telescope is presented. One of the “building blocks” of the system is the Embedded Radiometric Data Acquisition System (ER-DAS) developed at RATAN-600. It is a measurement facility meant for digitizing and reducing radiometer signals and for transmitting the result of these operations via Ethernet networks. ER-DAS system is shown to have a low self-noise level and to lack 1/f-type noise. The measurement facility is shown to operate efficiently in radio-astronomical observations. Radiometric measurements of the parameters of high-sensitivity radiometers are illustrated in the case of the measurements of radiometer gain fluctuations.
Keywords: techniques: radar astronomy—methods: data analysis
