Шумы акустоэлектронных приемных устройств на поверхностных акустических волнах Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

-►

Радиотехника, антенны, СВЧ-устройства

УДК 621.372.55

В.Д. Купцов

ШУМЫ АКУСТОЭЛЕКТРОННЫХ ПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ НА ПОВЕРХНОСТНЫХ АКУСТИЧЕСКИХ ВОЛНАХ

Акустоэлектронные устройства на поверхностных акустических волнах (ПАВ) находят широкое применение в различных радиоэлектронных и оптоэлектронных системах. Основными применениями устройств на ПАВ являются: фильтры промежуточной частоты (ПЧ); дуплексеры; резонаторы; генераторы, управляемые напряжением; линии задержки (ЛЗ) и фильтры для аналоговых и цифровых абонентских станций подвижных систем связи стандартов GSM, DECT, CDMA, цифровой сотовой связи (DCS), персональной радиотелефонной связи (PCN), беспроводной локальной вычислительной сети (Wireless LAN), спутниковых систем связи INMARSAT-C; дисперсионные ЛЗ; фильтры Найквиста для базовых станций (БС), радиорелейных линий (РРЛ); канальные фильтры телевизионных станций и сетей кабельного телевидения; модули выделения тактового сигнала для волоконно-оптических линий связи в стандартах SDH, ATM, SONET; устройства радиочастотных меток для идентификации транспортных средств и контейнеров; конвольве-ры для широкополосных систем и средств связи. Таким образом, областями применения устройств на ПАВ являются практически все перспективные системы и аппаратура передачи и обработки информации нового поколения: подвижные, спутниковые, тропосферные и радиорелейные линии связи, спутниковое, кабельное, цифровое, сотовое телевидение и телевидение высокой четкости [1].

Важная характеристика устройств, применяемых в системах обработки информации, - динамический диапазон (ДД). Нижняя граница ДД определяется минимальным уровнем полезного сигнала, различимого на выходе устройства с заданной вероятностью ошибки. Применительно к системам обработки информации с использова-

нием устройств на поверхностных акустических волнах различают два подхода к определению нижней границы ДД. Первый, изложенный в [2], сводится к возможности различения полезного сигнала от возникающих в системе ложных сигналов. Их появление связано, прежде всего, с отражениями от встречно-штыревых преобразователей, которые, участвуя в дальнейшем процессе формирования выходного сигнала, порождают ложные отклики. Другой подход, принимаемый в [3], определяет нижнюю границу ДД уровнем тепловых шумов устройства. Такой подход является более общим, поскольку определяет фундаментальное ограничение на минимальное значение полезного сигнала и позволяет отдельно рассматривать задачу снижения уровня ложных сигналов в системе обработки информации при минимизации шумов.

Цель данной работы - экспериментальное исследование шумов акустоэлектронных приемных устройств на ПАВ и разработка методики оптимизации параметров пьезоплаты и усилителя с целью минимизации общего коэффициента шума и расширения динамического диапазона всего радиоэлектронного тракта при минимальных вносимых искажениях.

Постановка малошумящего усилителя впереди пьезоплаты способна обеспечить малое значение коэффициента шума всего акустоэлек-тронного модуля. Однако возникающие за счет нелинейности входного усилителя интермодуляционные сигналы имеют значительную величину, неприемлемую во многих практических случаях, когда их частоты попадают в полосы прозрачности пьезоплаты. Коэффициент усиления входного усилителя, с точки зрения минимального значения коэффициента шума, должен быть выбран таким, чтобы в значительной степени ослабить шу-

Рис. 1. Структурная схема измерений шумовых параметров

мовой вклад последующего прибора на ПАВ и, в то же время, иметь наименьшее значение, чтобы создавать минимальные интермодуляционные сигналы.

Для уточнения параметров эквивалентной шумовой схемы пьезокристаллических устройств на ПАВ были проведены измерения эквивалентного шумового тока ВШП ряда образцов линий задержки и полосовых фильтров с помощью схемы измерений, изображенной на рис. 1.

Шумовой сигнал ВШП усиливается выходным усилителем 2. Селективным микровольтметром 3 в положении переключателя 1 измеряется спектральная плотность мощности шума ВШП с уси-

лителем; в положении 2 - усилителя с емкостью на входе, которой ВШП обладает на измеряемой частоте в параллельной эквивалентной схеме замещения. Через известные параметры усилителя спектральные плотности шума пересчитываются к его входу. Поскольку шумы усилителя и ВШП некоррелированы между собой, спектральная плотность шумового тока ВШП определяется разностью квадратов показаний селективного микровольтметра в первом и во втором случаях, пересчитанных ко входу усилителя.

Шумовые характеристики пьезокристалличе-ских устройств на ПАВ измерялись для широкого класса фильтров и линий задержки различных

а)

и '

и,

5;

ИХ

I ^

б)

в -

i i i [ i ii i i ! i 1 и i i

Л

i i i ! i i i i i i i i i ii

I I I I I II I I II

ТТЛ

49.0 51.5 54.0 56.5 59 и 32.0 37.0 42.0 47.0 52 0 55.0 57.5 60.0 62 5 65 0 чаете.га МГц частота МГц частота МГц

Рис. 2. Зависимость спектральной плотности шумового тока от частоты: а - фильтра 04ФЕ1-Е на первой гармонике; б - фильтра 04ФЕ2-Е на второй гармонике; в - фильтра 04ФЕ2-Е на третьей гармонике (Э—9—0) измеренная спектр. плотность шумового тока ВШП; (0—0—В) расчитанная спектр. плотность теплового шума активного сопр. ВШП

функциональных назначений. В качестве примера на рис. 2 представлены типичные зависимости спектральной плотности шумового тока входных аподизованных ВШП фильтров 04ФЕ1-Е на частоте акустического синхронизма (а) и 04ФЕ2-Е с расщепленными электродами на второй (б) и третьей гармонике (в) частоты акустического синхронизма. На тех же графиках пунктирной линией приведена зависимость рассчитанного по формуле Найквиста теплового шума активного сопротивления, измеряемого на зажимах ВШП. В пределах погрешности измерения эти кривые совпадают. Многочисленные измерения для других ВШП на различных гармониках обнаруживают аналогичное совпадение.

Таким образом, наблюдается довольно точное соответствие шумов ПАВ-приборов тепловому шуму активной части сопротивления на зажимах ВШП и отсутствие каких-либо существенных шумов. Максимальные значения пиков спектральной плотности шумового тока достигают значения 6-8 пАД/г ц. При этом спектральная плотность мощности шума в 3-5 раз превосходит значение спектральной плотности мощности шума собственно усилителя. Таким образом, динамический диапазон пьезокристаллических устройств на ПАВ с малошумящим предварительным усилителем и противошумовой коррекцией определяется, в основном, именно шумами пьезокристалличе-ских устройств, а не шумами предварительного усилителя.

Эквивалентную шумовую схему сборки «прибор на ПАВ - усилитель» с противошумовыми коррекциями возможно представить в виде, изображенном на рис. 3.

Система |Y[-параметров описывает акусто-электронное устройство на ПАВ как четырехпо-

люсни^ причем Y11 = Ga1 + JBaV Y22 = Ga2 + JB,22? где Ga1, Ga2 - проводимости излучения входного

и выходного ВШП, L1 и L2 - индуктивности

противошумовых коррекций на входе и выходе

пьезоплаты. Шумовые генераторы Ini и In2 от-

ражают тепловой шум сопротивления излучения, соответственно, входного и выходного ВШП, причем спектральная плотность их определяется выражениями Ini2 = 4kTA/Gai, In22 = 4kTA/Ga2. Проводимости излучения Gai, Ga2 и проводимость передачи Y в соответствии с эквивалентной схемой Мэзона равны [4]:

г

G , = 8N2Y ol

al

G 2 = 8M 2Y ol

a2

sinl nN

Arol roo )

nN

Aro

. Arol

sinl nM

i roo ¡

nM

Aro

V

(1)

У

Y2i = iJw&NMY ol

. I ,.Aroï . I lrAro

sinl nN-l sinl nM —

i roo ¡ i roo

, Aro

Aro

пЫ- пМ-

ГО0 ГО0

где Ы, М - эффективное количество пар электродов входного и выходного ВШП; гоо - частота акустического синхронизма; w - зависящий от кон-

струкции пьезоплаты параметр; Y o =

km Coro С

2п

удельная характеристическая акустическая проводимость ВШП; кт2 - коэффициент электромеханической связи для ПАВ в материале; I -апертура ВШП; Со - емкость пары электродов на единицу длины электродов. Данная емкость определяется геометрией электродов и диэлектрической проницаемостью материала звукопровода. В зависимости от отношения ширины электрода к половине расстояния между центрами электродов ёш емкость С о может быть вычислена по приближенной формуле С о = 2[б,5 ёш2 + 1,08 ёш + 2,37](ег + 1) [4].

Коэффициент электромеханической связи, определяемый как отношение электрической и акустической энергий волны, однозначно характеризует пьезоэлектрические свойства материала.

Рис. 3. Эквивалентная шумовая схема сборки «прибор на ПАВ - усилитель»

2

2

Одним из наибольших значений коэффициента электромеханической связи кт2 = 0,045 обладает ниобат лития ^N03). Один из самых дешевых материалов - окись цинка (2п0) имеет значение коэффициента кт 2 = 0,004.

Коэффициент шума, определяемый как отношение полной мощности шумов на выходе к мощности шумов на выходе идеального (не шумящего) устройства, определяется выражением [5]:

Р=\ + 2(у\>Ру -1)+

вп &

(2)

л

Е,= 1 +-+ Япв 22

+ -

В22 + ВЫ

С 22

где ¥ц = вп + ^ ¥22 = О22 + УВ2Р ^ = О, + В -полные проводимости входного и выходного ВШП и источника сигнала соответственно; Яп, Он и у = а + ур - рациональная система шумовых параметров усилителя; Вы и Вы2 - проводимости реактивностей противошумовых коррекций

на входе и выходе пьезоплаты; м> —-;--за-

|У21|

висящий от конструкции пьезоплаты параметр. Минимальное значение м> в случае двунаправленных ВШП на частоте акустического синхронизма равно двум. В случае идеальных однонаправленных ВШП w = 1.

Минимальное значение собственного коэффициента шума при согласованном источнике сигнала для двунаправленных ВШП, в соответствии с полученным выражением при ¥у = 1, может составлять величину около 7 дБ.

Анализ выражения (2) показывает, что коэффициент шума возможно существенно снизить за счет применения противошумовых коррекций на входе и выходе пьезоплаты. Значения соответствующих реактивностей, при условии малости мнимой части коэффициента корреляции шумовых источников усилителя, определяются выражениями В1 + Вы + В11 = 0 и В22 + Вы2 = 0, откуда определяются значения индуктивностей противошумовых коррекций:

Ь\ =

1

2лУоМ „Л соп -„— + В<

,Ь2 = -

кт

кт

(й02пУоМ1

(3)

Условия эффективности противошумовой коррекции для выходного ВШП пьезоплаты, в отличие от входного, не совпадают с условиями согласования ВШП и усилителя по мощности. Соответствующий выбор значения ¿2 позволяет в некоторой степени снизить уровень трехпро-летного эхо-сигнала, однако снять эту проблему полностью в большинстве случаев не может. В том случае, если активная часть сопротивления излучения выходного ВШП пьезоплаты близка к активной части входного сопротивления предварительного усилителя, применение указанных противошумовых коррекций приближает режим работы устройства к режиму согласования по мощности. За счет этого поднимается уровень трехпролетного эхо-сигнала и сужается рабочая полоса устройства, что крайне нежелательно во многих практических случаях.

В значительной степени избежать этого эффекта позволяет применение в первом каскаде усилителя включения транзистора по схеме с общей базой (ОБ). Оптимальные проводимости источников сигнала с точки зрения согласования по шумам для каскадов с общим эмиттером (ОЭ) и (ОБ) примерно одинаковы, а для согласования по мощности отличаются на один-два порядка. Следовательно, при использовании включения транзистора по схеме с ОБ, возможно обеспечить одновременно режим полного шумового согласования и значительно большего рассогласования по мощности, чем в случае использования каскада с ОЭ. Таким путем существенно снижается уровень паразитного трехпролетного эхо-сигнала и сопутствующих искажений амплитудно-частотной и фазо-частотной характеристик устройства. Принципиальная схема выходного усилителя, разработанного для снижения уровня шумов и расширения ДД сборки «прибор на ПАВ - усилитель», представлена на рис. 4. Индуктивность в схеме выполняет роль противошумовой коррекции.

Экспериментальная проверка результатов расчета значения коэффициента шума по выражению (2) была проведена на образцах фильтров 04ФЕ1А, 04ФЕ1Б и радиочастотной линии задержки (РЛЗ) на 1 мкс с полосой пропускания около 30 %, выполненных на ниобате лития. Уровень подавления трехпролетного эхо-сигнала при работе совместно с серийно выпускаемым усилителем типа 290УР-1 без дополнительного согласования имел значение около -40 дБ. Для исследуемых РЛЗ была также проведена комплексная

Рис. 4. Принципиальная схема выходного усилителя

оптимизация параметров с использованием метода нелинейного программирования.

Результаты экспериментальных измерений и расчетов коэффициента шума по формуле (2) для образцов РЛЗ с упомянутым выше серийным усилителем и усилителем с включением во входном каскаде транзистора с ОБ приведены на рис. 5.

Сплошными линиями нанесены экспериментальные кривые, пунктирными - расчетные. Кривые 1 и 2 - зависимости коэффициента шума РЛЗ с усилителем 290УР-1 при наличии противошумовой коррекции и без нее от сопротивления источника сигнала. Кривые 3 и 4 - те же зависимости для усилителя, входной каскад которого выполнен по схеме рис. 4 с включением транзистора с ОБ. Все измерения и расчеты проводились на частоте акустического синхронизма.

Как видно из графиков, для обоих типов усилителей противошумовая коррекция дает существенный выигрыш - около 10 дБ вблизи оптимального значения сопротивления источника сигнала. Однако для серийно выпускаемого усилителя, имеющего высокоомный вход (2вх = 200-300 Ом), применение противошумовых коррекций имеет резко отрицательные последствия: значительно (до 20 %) сужается полоса пропускания устройства, и на 15 дБ вырастает трехпролетный эхо-сигнал. Это практически сводит на нет возможность применения противошумовых коррекций для таких усилителей при широкой полосе рабочих частот устройства. Значение коэффициента шума макетных образцов микросборки РЛЗ с серийным усилителем при стандартном режиме включения в 50-омном тракте составляет около 38 дБ. Минимальное значение коэффициента шума РЛЗ с предложен-

ным входным каскадом усилителя, достигнутое при оптимальном с точки зрения шумового согласования сопротивлении источника сигнала (3,0 кОм), составило 18 дБ. Важно также отметить, что этот выигрыш возможно реализовать, а в некоторых случаях еще улучшить и при других значениях сопротивления источника сигнала, в т. ч. и в 50-омном тракте.

0,10

1,00

10,00

Рис. 5. Зависимость коэффициента шума от сопротивления источника сигнала устройств на ПАВ, работающих совместно с (*—*—*) 1 микросборкой 290 УР-1; (е—е—е) 2 микросборкой 290 УР-1 с противошумной коррекцией; (□ □ □) 3 усилителем с ОБ; (а—а—а) 4 усилителем с ОБ с противошумной коррекцией; (©—6—0) 5 усилителем с ОБ при комплексной оптимизации

Обеспечение режима полного шумового согласования в пьезокристаллических устройствах на ПАВ со встроенными транзисторными усилителями должно производиться при удовлетворении основных рабочих характеристик, присущих каждому конкретному классу устройств на ПАВ. Например, к радиочастотным линиям задержки на ПАВ предъявляются требования по обеспечению заданной полосы пропускания и уровню подавления трехпролетного эхо-сигнала. Для фильтров на ПАВ к этим требованиям добавляются заданный уровень селективности по боковым лепесткам, коэффициент прямоугольности АЧХ. Таким образом, задача минимизации общего уровня шума пьезокристаллических устройств на ПАВ, работающих совместно с транзисторным усилителем, сводится к минимизации функционала (2)

при ограничениях, наложение которых связано с удовлетворением технических параметров, характерных для данного класса устройств. Решение поставленной задачи может быть осуществлено методом нелинейного программирования при нелинейных ограничениях, соответствующих классу устройств.

Для демонстрации указанной возможности была проведена комплексная оптимизация совокупности параметров пьезоплаты РЛЗ и усилителя методом нелинейного программирования с ограничениями. Наложение ограничений связано с удовлетворением заданной полосе пропускания устройства и уровню подавления трехпролетного эхо-сигнала.

Полоса пропускания по уровню 3 дБ определяется уравнением:

1У211 |У210|

(6110+а)

|^(С220 + бих) +Ввх02] 2

/2

■ -, 1 г

,2 (2Дсо 2яУо/У 2 , _ _ ч2 (2Аю,, 2яУо/ п (еп + е.) + -N-5- (Огг + Овх) + -М-+

^ С00 км ) ^ (Во кт

Уг

= 0,707,

(4)

где О110 , О220 - активные проводимости излучения ВШП на частоте акустического синхронизма Оно = 8Ы 2У 01, О 220 = 8М 2У 01.

Ограничение по уровню подавления Ь трех-пролетного эхо-сигнала выражается неравенством: .

г< Л2 / п \2

1 +

т2Уо1

1+-

8А/ Уо1

Вк

&М У о1

>1.(5)

Таким образом, задача комплексной оптимизации РЛЗ на ПАВ и усилителя по критерию максимального отношения сигнала к шуму сводится к минимизации функционала (2) при ограничении-равенстве (4) и ограничении-неравенстве (5). Вычисления проводились для малошумящих высокочастотных транзисторов типа 2Т3114, 2Т3121 и других, имеющих высокую граничную частоту, малое значение объемного сопротивления базы и высокое значение коэффициента передачи по току.

Для достижения минимального значения коэффициента шума оптимизируются значения количества пар электродов и апертура входного и выходного ВШП пьезоплаты, а также ток эмиттера входного транзистора усилителя. На каждый из оптимизационных параметров накладываются ограничения сверху и снизу по технически реализуемым значениям: количество пар электродов

ВШП - от 2 до 50; их апертура - от 1 до 10 мм; ток эмиттера транзистора - от 0,25 до 10 мА. Поиск минимума функционала осуществлялся численными методами с использованием алгоритма нелинейной оптимизации Флетчера-Пауэла первого порядка, который предусматривает вычисление производных по оптимизационным параметрам функционала (2) и ограничений (4) и (5). Ввиду громоздкости эти выражения здесь не приводятся.

В расчетах использовались следующие измеренные и рассчитанные параметры: удельная характеристическая акустическая проводимость пьезоплаты У о =1,2 мкСм/м; коэффициент электромеханической связи кт2 = 0,048 ; распределенное сопротивление базы транзистора 15 Ом; коэффициент передачи тока 100; коэффициент м> = 2.

Нижняя кривая на рис. 5 представляет собой зависимость значения минимального коэффициента шума РЛЗ с полосой пропускания 30 % и подавлением трехпролетного сигнала на 40 дБ, работающей совместно с усилителем, входной каскад которого выполнен по схеме с ОБ (см. рис. 4), от значения сопротивления источника сигнала, для которого производится оптимизация. Значение глобального минимума коэффициента шума составило 10 дБ при сопротивлении источника 1 кОм. Дополнительный выигрыш от оптимиза-

Рис. 6. Зависимость коэффициента шума (дБ) и параметров оптимизации от сопротивления источника сигнала (*—*—*) 1 количество пар электродов входного ВШП; (0—е—0) 2 количество пар электродов выходного ВШП;

(□ □ □) 3 апертура ВШП, мм; (а—А—а) 4 ток эмиттера транзистора, мА;

(О—0—0) 5 минимизированный коэфф. шума при подавлении эхо-сигнала 40 дБ;

(^——■&) 6 минимизированный коэфф. шума при подавлении эхо-сигнала 60 дБ;

(*—*—*) 7 минимизированный коэфф. шума при подавлении эхо-сигнала 80 дБ

ции параметров пьезоплаты и усилителя составил 8 дБ. На рис. 6 представлено изменение при минимизации коэффициента шума оптимизационных параметров для того же случая. Кривые 1 и 2 - зависимости количества пар электродов соответственно, входного - N и выходного - М ВШП пьезоплаты; 3 - апертуры I, мм; 4 - тока эмиттера 1е транзистора, мА; 5, 6, 7 - минимизированного коэффициента шума в дБ при уровнях подавления трехпролетного эхо-сигнала 40, 60 и 80 дБ от сопротивления источника сигнала, для которого производится оптимизация. Повышение минимального коэффициента шума на краях определяется техническими ограничениями на оптимизационные параметры.

На рис. 7 представлены результаты оптимизации в зависимости от значения полосы пропускания РЛЗ. Обозначения кривых сохра-

няются. Значение глобального минимума для узкополосных приборов (до 25 % от центральной рабочей частоты) несколько ниже, чем для широкополосных (25 % и более). На рис. 8 приведены результаты оптимизации узкополосной РЛЗ (ширина полосы пропускания 5 %). Обозначения кривых такие же, как и на предыдущих рисунках. Глобальный минимум коэффициента шума по сравнению с 30-процентной РЛЗ достигается в более широком диапазоне сопротивлений источника сигнала.

К фильтрам на ПАВ предъявляются такие технические требования, как заданная полоса пропускания, коэффициент прямоугольности амплитудно-частотной характеристики (АЧХ), уровень селективности по боковым лепесткам и неравномерность АЧХ в полосе прозрачности фильтра. Данные требования обеспечиваются выбором количества пар электродов и функцией аподизации ВШП, по которой осуществляется

Рис. 7. Зависимость коэффициента шума (дБ) и параметров оптимизации от относительной полосы пропускания (*—*—*) 1 количество пар электродов входного ВШП; (О—0—0) 2 количество пар электродов выходного ВШП; (□ □ □) 3 апертура ВШП, мм; (а—А—а) 4 ток эмиттера транзистора, мА; (0—0—О) 5 минимизированный коэфф. шума при подавлении эхо-сигнала 40 дБ; —-к—-к) 6 минимизированный коэфф. шума при подавлении эхо-сигнала 60 дБ

Рис. 8. Зависимость коэффициента шума и параметров оптимизации от сопротивления источника сигнала узкополосного прибора на ПАВ (*—*—*) 1 количество пар электродов входного ВШП; (о—э—0) 2 количество пар электродов выходного ВШП;

(□ □ □) 3 апертура ВШП, мм; (а—д—а) 4 ток эмиттера транзистора, мА;

(©—6—0) 5 минимизированный коэфф. шума при подавлении эхо-сигнала 40 дБ; —-к—■&) 6 минимизированный коэфф. шума при подавлении эхо-сигнала 60 дБ;

(*—*—■*) 7 минимизированный коэфф. шума при подавлении эхо-сигнала 80 дБ

перекрытие электродов согласно импульсному отклику фильтра. Методики проектирования фильтров на ПАВ к настоящему времени в достаточной степени разработаны. Факторами, не влияющими на технические характеристики фильтра на ПАВ, являются инвариантность АЧХ к апертуре и перестановке местами аподизованного и неаподизованного преобразователей по отношению к источнику сигнала. В свою очередь известным фактом является зависимость шумовых свойств транзисторного усилителя от протекающего через него тока и внутреннего сопротивления источника сигнала. Таким образом, заданные технические характеристики радиоэлектронного тракта с использованием фильтра на ПАВ обеспечиваются выбором количества пар электродов и функцией аподизации ВШП, при этом шумовое согласование в системе обеспечивается выбором

апертуры пьезоплаты, сопротивления источника сигнала и тока транзисторного усилителя.

Функция аподизации электродов ВШП определяется Фурье-преобразованием заданной частотной характеристики фильтра. Импульсный отклик, полученный таким образом, имеет неограниченную протяженность. Для практической реализации фильтра топология электродов на пьезоплате, выполненная согласно импульсному отклику, должна быть ограничена конечным числом боковых лепестков. Ограничение длины приводит к появлению пульсаций Гиббса на реальной частотной характеристике, которые могут привести к существенному ухудшению избирательных свойств фильтра. Простое ограничение Фурье-преобразования идеальной частотной характеристики эквивалентно умножению на прямоугольную «оконную» весовую функцию. Пульсации Гиббса могут быть эффективно понижены путем специальной модификации оконной функции более сложного вида, например, «окна Кайзера», однако при проведении шумового согласования поправка на различный вид функции окна незначительна. Во многих практических случаях функция окна ограничивает топологию электродов по функции аподизации типа sinc(x) = зт(тсх)/(тсх) на двух боковых лепестках по обе стороны от главного лепестка. Поскольку АЧХ тракта инвариантна по отношению к перестановке преобразователей, исследованию подлежат два возможных варианта включения фильтра на ПАВ в радиоэлектронный тракт:

1) входной ВШП неаподизован, выходной ВШП аподизован;

2) входной ВШП аподизован, выходной ВШП неаподизован [6].

Задача минимизации общего уровня шума фильтра на ПАВ, работающего совместно с транзисторным усилителем, была исследована в [7] для различных материалов пьезоплат, наиболее часто применяемых в акустоэлектронике: нио-бата лития YZ-среза (к^ = 0,048, Со= 4,6 пф/ см), танталата лития YZ-среза (к2т =0,0074, С 0 = = 5,7 пф/см), оксида цинка (кт = 0,004, С0 = = 4,51 пф/см) и кварца YX-среза (к2т = 0,0023, С0 = 0,55 пф/см).

Для того, чтобы использование прибора на ПАВ, обладающего потерями, не ухудшало коэффициент шума радиоэлектронного тракта, необходимо выполнение условия, следующего из формулы Фрииса:

Кр > Е , (6)

где К1Р - номинальный коэффициент передачи по мощности входного усилителя, стоящего впереди пьезоплаты; Е - коэффициент шума прибора на ПАВ с выходным усилителем. Для больших значений Е требуются большие значения К1Р. Однако при фиксированном значении потребляемой мощности от источника питания, рост К1Р приводит к снижению уровня максимального входного сигнала, что снижает динамический диапазон приемного блока. Нелинейные искажения пропорциональны амплитуде входного сигнала и обратно пропорциональны току, протекающему через оконечные каскады входного усилителя. Минимальные нелинейные искажения в радиоэлектронном тракте будут иметь место в случае использования оптимизации по шумам ПАВ фильтра и выходного усилителя. Буферный каскад входного усилителя при этом должен иметь выходное сопротивление, равное сопротивлению источника сигнала оптимизированной структуры. Минимизация нелинейных искажений при фиксированном потреблении от источника питания достигается за счет обеспечения минимального коэффициента передачи входного усилителя согласно выражению (6).

Использование противошумовой коррекции в малошумящем транзисторном усилителе позволяет снизить шумы усилителя настолько, что спектральная плотность мощности шума ВШП в несколько раз превосходит значение спектраль-

ной плотности мощности шума собственного усилителя.

Минимально достижимый коэффициент шума пьезокристаллических устройств на ПАВ с двунаправленными преобразователями соответствует величине 6-7 дБ. Однако при использовании таких устройств в радиоэлектронных системах совместно с серийно выпускаемыми усилителями, стыковка с которыми осуществляется без оптимизации, он может увеличиваться вплоть до 40 дБ и выше.

С помощью противошумовой коррекции, введения в усилитель дополнительного малошу-мящего каскада с включением транзистора с ОБ и выбора оптимального значения сопротивления источника сигнала достигнуто значение коэффициента шума пьезокристаллических устройств на ПАВ около 18 дБ без ухудшения всех остальных технических характеристик.

Оптимизация параметров пьезоплаты и выходного усилителя дает возможность дополнительного снижения коэффициента шума микросборок радиочастотных линий задержки и фильтров на ПАВ со встроенными транзисторными усилителями до 10-12 дБ. При этом рабочие характеристики устройств также полностью сохраняются.

Предложенный метод оптимизации по критерию максимального отношения сигнала к шуму возможно распространить на широкий класс устройств на ПАВ, что потребует лишь изменения нелинейных ограничений в задаче оптимизации.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Багдасарян, А.С. Устройства на поверхностных акустических волнах в системах и средствах связи [Текст]/ А.С. Багдасарян// Инженерная микроэлектроника. -2002. -Т. 71. -Вып. 8. -С.33-39.

2. Кочемасов, В.Н. Акустоэлектронные фурье-процессоры [Текст]/ В.Н. Кочемасов, Е.В. Долбня, Н.В. Соболь. -М.:Радио и связь, 1987. -С.168.

3. Речицкий, В.И. Акустоэлектронные компоненты [Текст] / В.И. Речицкий. -М.:Радио и связь, 1987. -С. 193.

4. Орлов, В.С. Фильтры на поверхностных акустических волнах [Текст] / В.С. Орлов, В.С. Бондаренко. -М.:Радио и связь, 1984. -С. 272.

5. Груздев, А.В. Исследование шумовых свойств активных пьезокристаллических устройств на ПАВ [Текст] / А.В. Груздев, В.Д. Купцов, В.С. Усов // Техника средств связи. Сер. Общетехническая. -1990. -Вып. 1. -С. 104-113.

6. Zeijl, Paul T.M. Noise and dinamic range optimization of SAW transversal filters [Текст] / Paul T.M. van Zeijl // IEEE trans. On ultrasonics, ferroelectrics and frequency control. -1992. -Vol. 39. -№ 4. -P. 519-524.

7. Валюхов, В.П. Согласование фильтров на поверхностных акустических волнах в радиоэлектронных трактах [Текст] / В.П. Валюхов, Ю.В. Иванов, В.Д. Купцов//Радиотехника. -1998. -№ 1. -C.82-87.