С. Е. Мищенко1
доктор техничеких наук
B. В. Шацкий1
кандидаттехничекихнаук, с.н.с.
C.В. Землянский2
кандидат техничеких наук
!фГУП «Ростовский-на-Дону НИИ радиосвязи» ФНПЦ, 2Военная академия связи (филиал, г. Краснодар)
ШИРОКОПОЛОСНАЯ АНТЕННА ДЛЯ СИСТЕМЫ АВТОМАТИЗИРОВАННОЙ ОБРАБОТКИ ИНФОРМАЦИИ
Рассмотрен синтез широкополосного векторного излучателя на основе модели векторной антенны, в которой ортогональные компоненты токов являются независимыми.
Введение
Системы радиотехнической разведки (СРР) в процессе сбора и обработки информации в информационном поле должны отвечать требованиям по широкополосности. Поскольку антенна связана со звеньями радиоканала, ее свойствав полосечастотявляютсясущественными. Поэтому при проектировании антенн СРР необходимо уметь синтезировать их требуемые свойства.
В соответствии с [1-3] широкополосные свойства антенны определяются степенью постоянства ее двух параметров: диаграммы направленности (ДН) и коэффициента отражения (КО) на входе фидера. При этом основным способом решения проблемы широкополосности является создание излучателей с медленно меняющимся входным импедансом (ВИ) в полосе частот (ПЧ). Одним из приемов является усложнение распределения тока в излучателе за счет перехода от линейной антенныкплоскому или трехмерному векторному излучателю.
Цель исследования — разработка математического аппарата синтеза широкополосных излучателей на основе модели векторной антенны (ВА).
Синтез излучателей с улучшенными диапазонными свойствами
В [4-6] под ВА понимается совокупность трёх взаимно ортогональных излучателей с совмещенными фазовыми центрами. Управление параметрами антенны: комплексными амплитудами возбуждения элементов или их размерами — позволяет формировать заданные характеристики направленности. Однако в работах, посвященных ВА, свойства таких антенн в ПЧ не исследованы.
Рассмотрим систему (рис. 1) из трех тонких взаимно ортогональных симметричных вибраторов длиной 1а (а = х, у, г) и радиусом га с совмещенными фазовыми центрами. Пусть фидерный тракт состоит из равномерного сумматора «на три» (1 вход сумматора имеет волновое сопротивление (ВС) 50 Ом, а остальные — 150 Ом), четвертьволновых трансформаторов сопротивлений линий передачи с ВС Х{)а к ВС 150 Ом и отрезков линий передачи с ВС Х{)а и длиной Ьа, необходимых для согласования линии передачи с вибраторами. Входное сопротивление вибраторов с отрезком линии передачи и ра — комплексный
Рис. 1. Векторная антенна
коэффициент отражения (КО) на входе вибратора могут быть найдены по формулам [3]:
7та ~ 70а
1 + Ра ехр (-12кЬа ) . _70 - ^а .
'Ра
1 "Ра еХР(-'2к1а )
7 т а = 150 1 + Ра еХР ^ \ 1 "Ра еХР(" ПкЬа )
70 + 7а
(1)
% =
1
7
^ а=х,у,х т-а
7 7 7
т-х т - у т-х.
у у у у у у
7т-х7т-у ^ 7т-х7т-х ^ 7 т-у7т-х,
— 7 7 7 Л 1
— 7 т-х7 т-у7 т-хА
(2)
Р =
50 - 7 _ 50А 7т-х7т-у7т-х.
50 + 7 50 А + 7 ы_у2 т
каЬа =К +
агё Ра 2
(3)
димо каждый раз менять величины 2{)а и Ьа ,что является неудобным с инженерной точки зрения. Поэтому для определения параметров воспользуемся сначала известным подходом [8]:
1 ™2
70а =- | Ке (7а Н) а® ;
®2 "®1 ш,
где 1а — входное сопротивление соответствующего вибратора; 7т _а —сопротивление после трансформации в каждом плече. При подключении трех вибраторов ко входам сумматора входное сопротивление ВА примет вид:
Ь„ =-
1_И|? л + 0>5аГё(Ра Н) ^ > (4)
— т. " т
и2
Результирующий КО и длина линии передачи описываются выражениями вида:
где га2 и га1 — верхняя и нижняя частоты заданного диапазона.
Для произвольного тока в элементе ВАзадача определения ВИ может быть решена с помощью различных подходов [1], [9]. Для антенны рис.1 в виду простоты целесообразно использовать подход метода эквивалентных схем [1,2].
ВИ тонкого симметричного вибратора, ориентированного вдоль орта еа декартовой системы координат, описывается выражением [1]:
= 7>а|1 -«• -а I<ЛЬ(аа1а + 31а,
70а = 1201 -11 >
(5)
а„ = ^; Я1а = ЪшПМ -
Ж
&т2кМ,
2к{Ы„
А), (6)
где Ьа —длина линии передачи при узкополосном согласовании на выбранной частоте, для которой сопротивление равно действительной части входного сопротивления вибратора [3]; ка — волновое число. Однако в широкой полосе частот при узкополосном согласовании необхо-
где —ВС вибратора; га — радиус вибратора; аа — эквивалентный коэффициент затухания; Л1а — погонное активное сопротивление потерь одного проводника линии; 1а — длина плеча вибратора; р = кк1 — эквивалентное волновое число; к1 —
поправочный множитель [1]; RШa — сопротивление излучения вибратора, отнесенное к пучности тока, рассчитываемое по формуле Баллантайна [1,2].
Рассмотрим задачу конструктивного синтеза широкополосного векторного излучателя с ортогональными компонентами токов в следующей постановке. Для заданного диапазона частот и антенны на рис.1 необходимо найти девять параметров: 1а га, Ьа, обеспечивающих минимизацию функционала вида:
2
0 = \ \Р{1а>га>Ьа>®)| ^
(7)
Функционал (7) согласуется с определением широкополосной антенны [1, 2] и является дифференцируемым. Решение задачи синтеза определяется частотной зависимостью ВИ элементов антенны. Компоненты градиента функционала (7) используются для организации итерационного процесса:
уС +1> = у<'> -V« ^
1а 1а у -
ду1
(О
/ — I
^ ; 0^1<б
<'+1) ^ 0'}
(8)
где — скорость приближения к экстремуму. На каждом шаге ^ итераций проверяется выполнение условия (8). При его нарушении
осуществляется дробление шага для нахождения экстремума функции <2 с заданной точностью.
Итак, особенность предлагаемого аппарата состоит в том, что искомые параметры оказывают различное влияние на широкополосные свойства ВА. Следовательно, при реализации процедуры (8) параметр скорости приближения должен отличаться для каждой группы параметров: 1а га, Ьа.
Численное моделирование
Каждый шаг итерационного процесса содержит три последовательные процедуры (8) для каждой группы параметров. Для решения задачи синтеза ВА потребовалось 26 итераций и была сформирована такая частотная зависимость входного сопротивления системы на рис. 1, у которой реальная часть в заданном интервале частот от 196 до 396 МГц (центральная частота 296 МГц) практически неизменна и колеблется вблизи 50 Ом, а мнимая часть колеблется вблизи нулевого уровня. Данному ВИ соответствует зависимость КО на рис. 2.
Сплошная кривая - синтезированная антенна, апункгирная—антеннасначальными параметрами. Исходные и конечные параметры сведены в таблицу 1 (строки 1 и 2). Перед оптимизацией основной вклад в ДН вносит вибратор, ориентированный вдоль оси 0х. После оптимизации размеры всех вибраторов примерно одинаковы, что приводит к изменению формы ДН по сравнению с торроидальной ДН. В рассматриваемойполосе частот ДНВАсохраняется.
Р(/),ДБ
NN \ч у \А /\ / \
Ч "V ^ - — — у' __х
/МГц
Таблица 1
Начальные (1) и конечные (2) значения параметров оптимизации
№ Длины плеч вибратора, м Радиусы проводов, м Длины фидера, м
4 1V 4 rx Гу Г 4
1 0,25 0,1 0,17 0,013 0,050 0,008 0,711 0,865 0,827
2 0,4936 0,458 0,464 0,039 0,064 0,048 0,614 0,814 1,006
Заключение
Таким образом, полученные результаты подтверждают возможность применения узкополосного согласования для отдельных антенных элементов системы излучателей с целью расширениярабочей полосы всей системы
(на рис.2 расширение составило 60 %). Предлагаемый математический аппарат позволяет при определенных модификациях и ограничениях стать основой для решения целого ряда практически важных задач конструктивного синтеза антенн.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Марков Г.Т., Сазонов Д.М. Антенны: Учебник длявузов.-М.: Энергия. 1975.
2. Марков Г.Т. Антенны. - М.: Госэнергоиздат. 1960.
3. X. Ding, B.-Z. Wang, G.-D. Ge and D. Wang. A Broadband VHF/UNF Double-WHip Antenna. // IEEE Transaction on Antennas and Propagation. 2012/ V. 60. N02. Pp. 719-724.
4. Балзовский E.B., Буянов Ю.И., Кошелев В.И. Векторная приемная антенна для измерения поляризационной структуры сверхширокополосных электромагнитных импульсов // Радиотехника и электроника, 2005. Т.50. № 8. С.863-872.
5. Габриэльян Д.Д., Мищенко С.Е., Шацкий В.В. Возможности формирования нуля диаграммы
направленности на основе излучателя из трех ортогональных вибраторов. //Радиотехника. — 1995. №7-8. С. 81-83.
6. Пат. 2393597 Российская Федерация, Н 01 Q 21/24. Антенна [Текст] /Колесников В.Н., Мищенко С.Е., Шацкий В.В., Шацкий Н.В. //опубл. 27.06.10, Бюл. № 18. -.7 е.: ил.
7. Макурин М.Н., Кирьяшкин В.В., Чубинский Н.П. Эквивалентная схема, моделирующая входной импеданс биконической антенны //Труды III Всероссийской конф. «Радиолокация и радиосвязь». ИРЭ РАН. 26-30 октября 2009 г. С. 12-16.
8. Вендик О.Г., Парнес М.Д. Антенны с электрическим сканированием. Введение в теорию / Под ред. Л.Д. Бахраха. С.-Петербург. 2001.