CC BY
44
23 декабря 2011 г. 11:26
ТЕХНОЛОГИИ ИНФОРМАЦИОННОГО ОБЩЕСТВА
Разработка принципов построения энергетически эффективных высоколинейных передатчиков для систем сотовой связи с кодовым разделением каналов
Разработаны принципы построения высоколинейного усилителя группового сложного сигнала (СлС) с высоким КГЩ порядка 60% на основе использования метода Кана раздельного усиления огибающей и ВЧ-составляющей сигнала [1]. Проблема усиления широкополосной огибающей с шириной поло» частот порядка 5МГц и более решена с использованием ее разложения в ряд по функциям Уолша при помощи быстрого преобразования Адамара (БПА), что позволило снизить частоту переменных составляющих в тракте огибающей до единиц-деалхов кГц и, после применения к ним ШИМ, уоілить их с помощью транзисторных ключей.
Горгадзе С.Ф., Клинков КА., Вовк А.С.
В системах сотовой связи, в том числе и с кодовым разделением каналов, предъявляются повышенные требования к характеристикам радиотрактов формирования усиления групповых сложных сигналов (СлС) в радиопередающих устройствах. Так, требуется обеспечил. линейность их амплитудных характеристик при высоком пик-факторе группового си жала, составляющем несколько десятков дБ. Результатом этого является низкий КПД выходных усилителей мощности (УМ) не более 10% [2].
Практический интерес представляет рассмотрение проблемы применения ключевых генераторов для повышения энергетической эффективности передатчиков групповых СлС. Очевидно, что создание высоколинейных усилителей мощности сигналов со смешанными методами модуляции, использующих ключевой режим работы транзисто-ров, возможно лишь с применением специальных методов. К ним относятся: метод ВЧ ШИМ, метод дефазирования и метод раздельного усиления огибающей и ВЧ-запалнения сигнала (метод Кана) [1 ]. Прочем метод ВЧ ШИМ не может быть использо-ван при усилении группового СлС из-за слишком высокой тактовой частоты последне-го. Из оставшихся методов наиболее известным и практически проработанным явля-ется метод Кона.
Построение высоколинейного усилителя будем рассматривать применительно к групповому СлС, формируемому с одной несущей чостотой. Ширина ею полосы частот для стандарта '//СОМА составляет 5 МГц а для СОМА2000 в настоящее время она достигает 3,75 МГц, При этом число телефонных каналов, передаваемых в полосе частот с шириной 3,75 МГц может достигать 70...80. Кроме того, имеется тенденция к увеличению ширины полосы частот такою рода, поэтому целесообразно рассматривать возможность работы абонентов в СОМА-системе с общей несущей при ширине зани-ма-емой полосы частот до 20 МГц. При этом высоколинейный усилитель будем разрабатывать для группового СлС с одной несущей. Учитывая, что возможно использование многих несущих (МС СОМА), следует рассматривать проблему организации работы разработанных высоколинейных усилителей мощности на общую антенну.
Разработанная структурная схема усилителя приведена на рис. 1. В цифровом блоке (ЦБ) формируются информационные псевдослучайные последовательности (ПСП) для передачи информации. Они представляют собой ПСП Уолша, скремблиро-ванные пилот-сигналом, представляющим собой М-последовательностъ [3]. Причем отдельно формируются ПСП, передаваемые в синфазном (I) и квадратурном (О) каналах. При этом рассматривается раздельное усиление огибающих I- и О-ка налов. Для форми-рованю ПСП в синтезаторе частот создается сигнал тактовой частоты ^ог- Кроме того, с
выхода ЦБ поступают си талы на ПЧ (/рЧ| и ^а), то есть ПЧІ и ПЧО, представ-ляющие собой сигналы синфазного и квадратурного каналов группового СлС, пропущенные через "жесткий1' амплитудный ограничитель. Затем с помощью смесителей (см 1) и (см2) высокочастотные составляющие I- и О-каналов переносятся в рабочий диапазон частот и фильтруются с использованием фильтров Ф1 и Ф2. Для формирова-ния сигналов на ПЧ, кроме ^ПЧ1 и /^о, используется сигнал тактовой чостоты который отличается от сигнала с чостотой (уОГ только сдвигом по времени. Таким образом, формируются высокочастотные составляющие синфазного и квадратурного каналов, каждая из которых представляет собой двоичный фаз ©манипулированный сигнал с двумя возможными значениями фазы 0 и ТС, а также ПСП, на основе которых в даль-нейшем формируются широкополосные огибающие этих каналов. Эти сигналы посту-па ют на два тракта каждого из I- и О-каналов — высокочастотный тракт и тракт широ-кополосной огибающей.
Отметим, что ВЧ-составляющие как I-, так и О ка налов усиливаются предеари-тельными (ПК1 и ПК2), предоконечными (ПОК1 и ПОК2) и оконечным (ОК1 и ОК2) каскадами до необходимого уровня. Поскольку они имеют постоянные амплитуды, то транзисторы усилителей ВЧ-трактов этих каналов могут работать в высокоэф фектив-ном режиме С ВЫСОКИМ КПД
В трактах усиления широкополосных огибающих I- и О-каналов происходит усиление каждой из ПСП с помощью широкополосного ключевого усилителя, после чего в каждом канале усиленные ПСП поступают в блок суммирования их мощностей. Затем с помощью фильтров нижних частот (ФНЧІ и ФНЧО) выделяются широкополосные огибающие I- и О-каналов, которые подаются далее на оконечные каскады ВЧ трактов этих каналов в качестве модулирующих сигналов. Таким образом, осуществляется операция перемножения ВЧ составляющих I — и О-каналов с их широкополосными огибающими на заданном уровне мощности при высоком КГЩ.
Для согласования задержек в трактах используется блок синхронизации трактов, на вход которого подаются сигналы с выходов тракта усиления огибающей и ПК 1. В соответствии с результатами измерения сдвига сигналов ВЧ-тракта и тракта усиления от бающей по времени в блоке синтезатора осуществляется смещение по Времени сиг-налов частот ^ и
Сформированные и усиленные сигналы I- и О-коналов суммируются в сумматоре СУМ. Отметим что в зависимости от числа суммируемых ПСП Ы, то есть от числа одновременно действующих абонентов, а также характера распределения уровней их сигналов, меняются характеристики модулирующего сигнала, что приводит к необходимо-сти динамического регулирования режимов работы ОК и ПОК. С этой целью на рис 1 показаны взаимосвязи между ЦБ, содержащим процессорный блок, и ПОК и ОК I- и О-ка налов.
Наиболее сложная техническая проблема, возникающая при
62
Т-Сотт, #9-2011
ТЕХНОЛОГИИ ИНФОРМАЦИОННОГО ОБЩЕСТВА
А..
ііь
и
ІІЛІІ
реализации данною устройства — разработка схемы суммирования с высоким КПД линейно усиленных квадратурных составляющих группового СлС но высоком уровне МОЩНОСТИ в СВЧ-диапазоне (СУМ на рис 1).
С целью исключения процедуры суммирования квадратурных составляющих на СВЧ на высоком уровне мощности была разработана структурная схема усилителя, представленная на рис. 2. Основное ее отличие от схемы, рассмотренной выше, состоит втом, что в ней формируется огибающая группового СлС в ЦБ на низком уровне мощности, после чего осуществляется ее разложение в рад по системе дискретных ортогональных двоичных функций. В качестве такой системы представляется целесообразным выбрать систему функций Уолша, которой соответствует наиболее простой алгоритм разложения с использованием Б ПА.
Эта процедура производится в цифровом блоке (ЦБ на рис. 2). Весовые коэффициенты функций Уолша, полученные в блоке Б ПА, используются дпя формирования функций меандрового типа. Каждая из этих функций постоянна в течение длительности выборки группового СлС, к которой применялось Б ПА, то есть в течение времени /ч/, Гу где /Ч/, — размерность БПА, а Г =1 / ^ог—длительность элементарного символа ПСП. Ее значение в течение этого интервала времени соответствует весу определенной функции Уолша в разложении группового СлС в рад по функциям Уолша. Таким образом, тактовая частота этих ПСП в Ы, раз меньше, чем тактовая частота исходных ПСП. То есть они являются более узкополосными, по сравнению с исходными ПСП. Поэтому будем называть их узкополосными ПСП. На рис 2 они обозначены как ПСПУ), ПСП^,..., ПСПу^, и показано, что они следуют с выхода ЦБ. К ним может быть применена процедура ШИМ (см рис 2) с последующим усилением каждой из узкополосных ПСП ключевым усилителем (блоки У1).
После восстановления усиленных узкополосных ПСП (с выходов У1 ) они используются для модуляции ПСП Уолша, поступающих с выхода их генератора, находящегося в структуре ЦБ. Этот генератор формирует полный ансамбль ПСП Уолша с одинаковыми амплитудами, их количество равняется Гч/,. При их усилении с использованием ключевых усилителей (У2 на рис. 2), предварительных усилителей (ПУ) и оконечных ключевых усилителей (ОУ) производится их модуляция усиленными узкополосными ПСП. Затем производится восстановление широкополосной огибающей группового СлС на высоком уровне мощности путем суммирования ПСП с выходов ОУ в блоке суммирования. Окончательно широкополосная огибающая группового СлС формируется с использованием ФНЧ, в котором также происходит подавление продуктов ШИМ. Полученный сигнал используется для комбинированной коллекторной модуляции в ВЧ-тракте Причем ПЧ-сигнал с выхода ЦБ на рис. 2 отличается от ПЧ-сигналов схемы на рис. 1 тем, что его фазовая структура полностью соответствует групповому СлС но огибающая является постоянной. Затем полученный сигнал переносится в рабочий диапазон частот, после чего осуществляется его модуляция широкополосной огибающей в оконечных каскадах передатчика.
Характеристики модуляции несущей частоты группового СлС
Т-Сотт, #9-2011
Ь к» чункнна паї/
Ь-м
ЧІПКІШ*
пац»
к.**
СУччир
т и /
НИЬ
П.
оихир
иглу
-“[ГГ}— «т ч
і
К«с 1. Структурная схема высоко/мнейного усилителя групповык СлС ШИМ |—-Й—{мм}
Л<с. 2. Структурная схема г*інейного усилителя группового СлС
при заданном разбросе значений амплитуд отдельных СлС зависят от числа одновременно действующих абонентов. Поэтому для обеспечения критического режима работы оконечного каскада на всех участках модуляционной характеристики при изменении числа абонентов его необходимо настраивать при максимальном напряжении на коллекторе и подбирать амплитуду сигнала возбуждения.
Для разработанных передатчиков в докладе рассматриваются высокочастотные усилительные тракты, обосновывается выбор комбинированной коллекторной модуля-ции, производится выбор и расчет схем предоконечного и оконечного каскадов, разра-ботаны тракты усиления широкополосных огибающих, а также схемы усилителей мощности ШИМ. Расчет КПД схемы на рис 2 проведен по известным методикам и показано, что он достигает 57%.
Литература
! Артым АД, Бахмутосий В.Г., Каям ЕВ. и др. Повышение эффективности мощных радиопередающих устройств/Под ред АД Артыма. — М.: Рсадио и связь, 1987.
2 Ипатов ВЛ Широкополосные системы и кодовое разделение каналов. Принципы и фнпожения. — М: Техносфера. 2007.
63
