Повышение эффективности радиотрактов формирования и усиления групповых сложных сигналов в CDMA-системах подвижной связи Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

16 декабря 2011 г, 10:07

Т-Сотт #9-2010

(Технологии информационного общества)

Повышение эффективности радиотрактов формирования и усиления групповых сложных сигналов в СБМА-системах подвижной связи

Разработан метод линеаризации и повышения эффективности рздиотракгов формирования и усиления групповых сложных сигналов (СлС) при большом числе сигналов абонентов, излучаемых асинхронно, на основе использования энергетически эффективного граничного или слабоиеренаиряженного режима работы усилителя с отсечкой (класса В или С), применения "жесткого” ограничителя и фильтрации образующихся ннтермодуляцнонных помех на частоте применяемых псевдослучайных последовательностей (11С11).

Гортадзе С.Ф., Клинков Л.А.,

МТУСИ

В настоящее время выходные усилители базовых станций СОМА-сиетем подвижной связи имеют низкий КПД порядка 10%. что объясняется требованиями к линейности их характеристик из-за высокого пик-фактора усиливаемого группового СлС. достигающего нескольких десятков дБ. Причем в стандартах 3-го поколения этот усилитель поставляет в антенну до 40...80 Вт на одну несущую, которых может быть от одной ло тринадцати. В стандартах 4-го поколения с прямым расширением спектра при излучении до нескольких сотен СлС абонентов на общей несущей выходная мощность может составить до нескольких сотен Вт на единственную несущую. Отсюда следует, что потребляемая мощность с учетом вышеуказанного значения КПД порядка 10% достигает 0.5кВт и более. Очевидно, что, кроме энергетических затрат, это приводит к повышению температуры внутри корпуса усилителя и уменьшает ресурс его работы, а. следовательно. и безаварийный период работы базовой станции. При этом стоимость такого усилителя может достигать 10 тыс. долл. (1).

Поэтому в настоящее время широко обсуждается проблема компенсации нелинейных искажений в СВЧ-усилителях мощности с использованием регулировки рабочей точки, либо посредством введения обратных и прямых связей компенсации. В последнее время интенсивно развиваются цифровые методы линеаризации, когда усилитель работает в режиме с отсечкой, а искажения компенсируются численными методами с помощью внесения предварительных искажений в усиливаемый групповой СлС [1.2.3|.

Необходимо отметить, что применение этих методов требует использования высокоточных критериев оценки амплитудных и фазовых искажений групповых СлС, позволяющих задавать предельно допустимые их характеристики. Вместе с тем, анализ используемых критериев линейности усилителей показывает, что применительно к групповым СлС они характеризуются высокой дисперсией погрешности измерений и низкой чувствительностью. Кроме того, с их использованием не удается задавать пороговые предельные значения характеристик искажений. Поэтому они непригодны

для высокоточной регулировки рабочей точки усилителя и его адаптации к меняющимся характеристикам усиливаемого группового СлС |3.5|.

Разрабатываемые методы предварительного искажения усиливаемых групповых СлС требуют компенсации недостаточного динамического диапазона линейного участка проходной характеристики усилителя увеличением динамического диапазона его входных цепей. При этом недостаток этого диапазона может составлять несколько десятков дБ для обеспечения требующихся показателей эффективности радиотракта. Поэтому эти методы применимы лишь при усилении относительно небольшого числа сигналов с малым разбросом амплитуд, когда пик-фактор усиливаемого сигнала менее ЮдБ.

Целью работы является рассмотрение одного ИЗ вариантов линеаризации радиотракта формирования н усиления группового СлС на основе использования энергетически эффективного граничного или слабопе-ренапряженного режима работы усилителя с отсечкой (класса В или С), применения "жесткого'' ограничителя и фильтрации образующихся интср-модуляционных помех на частоте применяемых ПСП.

Обобщенная схема тракта формирования и усиления группового СлС показана на рис. 1.

В нем суммирование результирующих ПСП. предназначенных для передачи информации разным абонентам и в служебных каналах, а также регулирование и перераспределение мощности между этими сигналами. производится в цифровом блоке (ЦБ) на частоте ПСП. Кроме того, предлагается ввести псевдохронный сдвиг ПСП друг относительно друга и «жесткое» ограничение огибающих квадратурных составляющих группового СлС в ЦБ на частоте ПСП.

Затем для фильтрации образовавшейся интермодуляционной помехи за пределами полосы частот полезного СлС, а также с целью обеспечения допустимого уровня внеполосных излучений в окрестностях этой полосы в ЦБ может применяться цифровой фнльтр, либо использоваться врбсмсниыс окна с соответствующими характерно-тиками. Этот фильтр не восстанавливает амплитудную модуляцию группового СлС, а лишь

сглаживает фронты элементарных символов СлС. Затем вым квадратурным модулятором и цифровым синтеза-

в ЦБ этим групповым сигналом модулируется промс- тором частот,

жуточная частота (ПЧ). то есть ЦБ совмещен с цифро-

Мнформа-

циоинмй

сигнал

ЦАП Ф СМ ПФ

-> ->

Гт. Гпч

ум V

о-1

Рис. I. Структурная схема устройства формирования СлС с модуляцией в цифровом блоке на промежуточной частоте

В результате формируются групповые РР5К или OQP.SK сигналы, которые в настоящее время используются в СОМА-системах. Затем результирующий групповой СлС преобразуется в аналоговую форму с помощью ЦАП. Фильтр (Ф) на его выходе предназначен лишь для фильтрации шумов квантования, поскольку гармоники ПЧ при ее цифровой манипуляции в ЦБ предполагаются отсутствующими. Затем сигнал переносится в рабочий диапазон частот.

Когерентность тактовой и несущей частот, а также точный сдвиг фаз и одинаковые значения амплитуд квадратурных составляющих легко обеспечиваются при цифровом формировании СлС на ПЧ при отсутствии сигнала зеркального каната и нежелательных спектральных составляющих. Основной недостаток схемы — повышенные требования к характеристикам ЦБ.

Усилитель мощности в этом случае может работать в энергетически эффективных граничном или слабопе-ренапряженном режимах в моменты времени, соответствующие максимальным значениям импульсов группового СлС, а также с отсечкой тока (класса В или С). Однако в случае использования режима класса С необходимо корректировать искажения элементарных символов ПСП на их частоте, то есть в ЦБ. При этом КПД усилителя составит не менее 78,5%.

Для данной структурной схемы в (4| было получено аналитическое выражение для коэффициента усиления по напряжению Кус полезной составляющей группового СлС, преобразованного «жестким» ограничителем с коэффициентом А'„ • Считая, что после такого преобразования групповой СлС усиливается с использованием линейного усилителя класса В. будем учитывая коэффициент усиления последнего в значении А"

С целью обоснования этого выражения проводилось компьютерное моделирование группового СлС стандарта СОМА2000. После его преобразования в «жестком» ограничителе вычислялось значение основного пика периодической взаимно корреляционной функции (ВКФ) [5] группового СлС на входе ограничителя и искаженного СлС с его выхода.

Согласно |6] напряжение, соответствующее основному пику ВКФ. пропорционально сумме энергии неискаженной составляющей результирующего сигнала на выходе ограничителя и взаимной энергии полезного СлС и интермодуляционной помехи, т.е.

«ВКФ = Кусаі \ (')<// + Кп агя | £>„ (/)£(/)<*,

(I)

где 0„(1) - огибающая группового СтС на входе ограничителя, нормированная относительно се наибольшего значения а,„: Т= Ы,Т, - длительность времени накопления энергии СлС (интегрирования) при определении (I): N,- число элементарных символов ПСП. умещающихся на длительности времени 7"; значение Т, соответствует длительности элементарного символа ПСП; с,Щ функция, описывающая огибающую интермодуляционной помехи, нормированная относительно

ашКУС

После интегрирования (1) получим:

= Куса^,Т,+КусаІТ,^д,

(2)

усиления группового

кус = ка4тц2о.^)>

одновременно усиливаемых нормированное среднсквадратическос отклонение их амплитуд.

Тогда коэффициент СлС составит

где \л - число

СлС, а С ,

где * - случайная величина, значение которой представляет собой результат интегрирования произведения

1\(1) и с(!>.

Значение (2) — случайная величина, включающая постоянную составляющую (первое слагаемое) и флуктуирующую (второе слагаемое), причем относительная доля последней будет уменьшаться с увеличением .V, Тогда

(3)

17

где ^ вносит случайную пофешность в оценку ДА'сс =1,23 МГц , отличие экспериментальных Кус . То есть в линейном режиме

Ки = “вкФ/а.Н,Т,-

(4)

При учете «декоррелирующего» свойства СлС. ; можно считать случайной величиной, распределенной по гауссовскому закону с нулевым математическим ожиданием |6], поэтому оценку А"и можно получить, усредняя ывкф по большому числу реализаций группового СлС, после чего искомое можно вычислить по (4).

Для вышеописанной модели группового СлС проводилась компьютерная исследование Ки при N,=64,256,

в процессе которого значение ик

вычислялось 50

раз. каждый раз для нового набора ПСП со значениями их амплитуд и сдвигов по времени друг относительно друга, задаваемыми датчиком случайных чисел, равномерно распределенных на заданном интервале. После усреднения полученных значений ивкф, оценка АГ>(., то сеть К'и ■ вычислялась по (4). Определялось также а J = (в,у)|у и срсднсквадратичсскос отклонение

Кус, то есть •Л)*.

Результаты моделирования иллюстрируются графиками на рис.2, где КуС в зависимости от Л/** показано пунктирной линией, а границы доверительных интервалов к'н . то есть ^ = [А‘‘, -3%/С*.К’у, + Зу/о'). соответствующих доверительной вероятности 0,9972 при гауссовской аппроксимации его функции распределения. - штрих-пунктирными линиями. При этом К'ус и -Л)* нормированы относительно А’,, / <7а .

На этом же рисунке сплошной линией показана нормированная зависимость А',, от Л’^, рассчитанная в соответствии результатами теоретических исследований.

Из анализа рис. 2 следует, что границы доверительных интервалов Кус сужаются при увеличении Л/„ что соответствует (4). Так. при N,=256 относительная погрешность оценки К., с вероятностью 0,9972 не превышает 6%. Кроме того, при типичных значениях N„6 порядка 23...25, что соответствует сотовым системам стандартов 18-95. СОМА2000 и т.д. и используемой полосе частот с минимальной шириной

теоретических результатов не превышает 5%. В дальнейшем в таких системах предполагается расширение базовой полосы частот в три и более раз. что приведет к пропорциональному увеличению Л'^.

Значительное отличие результатов компьютерного эксперимента и теоретического исследования при <10 на более чем 20% объясняется использованием ре-леевской аппроксимации плотности вероятности огибающей группового СлС в [2]. Как следует из анализа рис.2, такая аппроксимация допустима при Na,■, составляющем не меиее 15. при котором максимальное отличие экспериментального и теоретического результатов не превышает 10%.

Таким образом, при Хаг, >15 приблизительно 40% выходной мощности усилительного тракта приходится на полезный сигнал, и около 60% - на интермодуляни-онную помеху. Причем в случае синхронного излучения СлС абонентов мощность образовавшейся интср-модуляционной помехи сосредоточена в полосе частот полезного СлС |4|. Но в случае асинхронных сдвигов СлС друг относительно друга по времени, как следует из [4]. при увеличении энергетический спектр помехи расширяется за пределы полосы частот полезного СлС. При этом для практических приложений интерес представляет исследование мощности помехи, излучающейся в полосе частот полезного СлС, а также характеристики расширения спсктра помехи за пределы этой полосы. Считая, что помеха вне полосы частот полезного СлС подавлена цифровым фильтром на частоте ПСП еще при формировании огибающей группового СлС, ограничимся анализом отношения мощности полезного СлС к мощности интермодуляционной помехи в полосе частот полезного СлС

Р. = [/,, - 1/27\./0 і 1/27-,).

Интегрируя выражение для энергетического сректра интермодуляционной помехи, полученное в [4]. получим выражение для мощности помехи в полосе частот полезного СлС в виде:

, =0.9К- 7-,/(л^ 1 + 4)х

хсі/ = 0.143 К-агс^ [л/].

(5)

18

К,

0.7 0.65 0.6

0.5

0.4

0.3 0.2 о./* *

-------------♦---------------»---------------♦---------------I-----------------I—►

5 10 15 20 25 \'л

Рис.2. Зависимость оценки коэффициента усиления группового СлС в раанотракте с «жестким» огратчителем от числа одновременно действующих абонентов. Сплошная лннния - значение КУ1 . полученное на основе теоретических исследований, штриховая линия - компьютерный эксперимент, пприх-пунктирные линии - границы доверительны интервалов: Ки *+3 -Л)* (выше КУс *)и Ки *-Зл/о* (ниже КУС *)прн N) 64 и 256.

Р I Р

1 пом.Рх ' 1 /\

Рис.З. Зависимости Рпо%) г / Рг от Д^. на выходе идеального ограничителя (сплошная лнння);

результаты имитационного моделирования - пунктирная линия

С учетом (5) рассчитаем отношение мощности помехи. излучающейся в /\. к мощности полезного СлС в этой полосе частот: Ртм/Г /Рас* * (Вывод выражения для РСлСГ очевиден и здесь не приводится.) Результаты расчетов иллюстрируются графиками на рис.З сплошной линией, из анализа которого следует, что мощность интермодуляционной помехи в полосе полезного СлС уменьшается пропорционально агс!у(л’ ). и уже при N^ = 50 не превышает 4% от

мощности полезного СлС.

С целью обоснования полученных результатов проводилось имитационное моделирование энергетических спектров (спектральных плотностей средних М011Ш0-

19

стсй) ) групповых СлС с выхода «жесткого» ог-

раничителя. При этом учитывалось, что согласно [6)

с,</)-Шп"1с*</>)- <6)

где ( / ) - энергетический спектр А-ой усеченной реализации случайного процесса длительностью Т. а ( / )] - обозначение усреднения О] ( / ) по к.

В процессе компьютерного эксперимента в режиме программного цикла формировались 100 усеченных реализаций групповых СлС для каждого значения

Лл! = 10.20.30...50. При этом длины используемых

ПСП .V, - 256. количество отсчетов на длительности элементарного символа составляло 50. причем каждая реализация формировалась с новым набором 11СП и