CC BY
199
УДК 621.314.263
Г.Г. Жемеров, В.В. Ивахно, О.И. Ковальчук
РАСЧЕТ МОЩНОСТИ ПОТЕРЬ И ТЕМПЕРАТУРЫ СТРУКТУРЫ ТРАНЗИСТОРНО-ДИОДНЫХ МОДУЛЕЙ ПРИ КОМПЬЮТЕРНОМ МОДЕЛИРОВАНИИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
Розглядається метод визначення сумарної миттєвої потужності статичних і динамічних втрат і температури переходу транзисторно-діодних модулів при дискретному моделюванні напівпровідникових перетворювачів за допомогою пакету МаіЬаЬ (Бітиітк) в режимах, коли інтервал дискретизації в моделях близький до часів ввімкнення і вимкнення транзистора.
Рассматривается метод определения суммарной мгновенной мощности статических и динамических потерь и температуры перехода транзисторно-диодных модулей при дискретном моделировании полупроводниковых преобразователей с помощью пакета МаіЬаЬ (БітиУтк) в режимах, когда интервал дискретизации в моделях близок к временам включения и выключения транзистора.
ВВЕДЕНИЕ
Компьютерное моделирование электромагнитных процессов в полупроводниковых преобразователях энергии является эффективным инструментом ускорения разработок и исследования характеристик преобразователей и систем электроснабжения на их основе. Широкое распространение при моделировании получил язык программирования MatLab и пакеты его расширения Simulink и Control system Toolbox [1-3]. MatLab -модели преобразователей различных типов, как правило, могут быть выполнены с высоким уровнем детализации силовых схем и систем управления, они позволяют исследовать переходные и установившиеся процессы с приемлемыми затратами времени на моделирование.
Важнейшими параметрами, контролируемыми при моделировании преобразовательных систем, являются потери энергии в элементах силовой схемы и темпера -тура перехода Tj силовых полупроводниковых приборов (Cl II I). определяющие, соответственно, коэффициент полезного действия (КПД) системы и тепловой режим работы вентилей. Стандартные модели силовых полупроводниковых приборов, имеющиеся в библиотеке MatLab/Simulink, вполне приемлемые при моделировании преобразователей с сетевой коммутацией, управляемых выпрямителей, непосредственных преобразователей частоты, тиристорных регуляторов напряжения и других, не позволяют учитывать динамические потери при включении и выключении силовых полупроводниковых приборов, что не дает возможности использовать эти модели для моделирования преобразователей с высокочастотной широтно-импульсной модуляцией (ШИМ), если одной из задач моделирования является расчет КПД системы и температуры структуры силового полупроводникового прибора.
Ведущие производители полупроводниковых приборов (Semikron, Infineon, Mitsubishi) предоставляют специализированные программы автоматизированного выбора силовых приборов и теплового расчета (например, Semisel фирмы Semikron) [4]. Применение подобных программ позволяет существенно ускорить процесс расчета преобразователя и выбора типов применяемых приборов и охладителей.
Среди особенностей Semicel, следует отметить, что данная программа, в отличие от MatLab, не явля-
ется имитационной (не основана на решении систем дифференциальных уравнений); имеет ограниченный (хотя и довольно обширный) набор стандартных доступных для анализа силовых схем со стандартными алгоритмами управления силовыми ключами. Для оценки мощности потерь и температуры перехода силовых ключей в Semicel по стандартным выражениям для выбранного типа преобразователя производится вычисление средних и действующих токов сивого ключа, а затем, с использованием стандартной модели включенного ключа как двухполюсника, - оценка мощности статических потерь. Динамические потери определяются на основании известной связи ме^ду энергией коммутационных потерь конкретного типа прибора и параметрами коммутационного процесса -коммутируемых токов и напряжений ключа. Параметры силовых приборов, определяющие величины соответствующих потерь (пороговые напряжения включенных ключей и их дифференциальные сопротивления, коэффициенты, связывающие величины энергии коммутации с величинами коммутационных токов и напряжений и т.п.) заложены в "теле" программы и автоматически определены при выборе доступного типа прибора. Поскольку Semicel не является имитационной программой, пользователь лишен возможности наблюдать осциллограммы токов и напряжений силовых ключей. "Привязка" к стандартным алгоритмам, конкретным типам приборов снижает функциональность программы.
Для разработчиков устройств преобразовательной техники представляет также интерес пакет PSpice [5], который полезен, прежде всего, тем, что позволяет, в отличие от MatLab, получать достоверные осциллограммы переходных процессов переключения силовых ключей с учетом реальных физических, в том числе нелинейных и паразитных, параметров приборов и давать адекватную оценку статических и динамических потерь в силовых ключах преобразователя. Однако Psp/ce-мoдeли имеют высокую степень детализации характеристик основных силовых компонентов преобразовательной техники - силовых электронных ключей (диодов, транзисторов, тиристоров). Например, полная модель МОП-ПТ может включать в себя более 50 различных физических параметров, что является излишним при решении большинства задач преобразова-
тельной техники [5]. Кроме того, новые полупроводниковые ключи с улучшенными характеристиками выпускаются постоянно, а создание модели - долгий и кропотливый процесс, требующих к тому же немалых финансовых затрат; поэтому модели новейших транзисторов появляются спустя довольно продолжительное время после их выпуска [6].
В специальной литературе, посвященной Р$р1се моделированию ЮБТ, указывается на необходимость, для получения адекватных результатов моделирования, предварительной идентификации и уточнения (корректировки параметров) модели путем сравнения результатов моделирования с результатами физического моделирования [7], что , как правило, не доступно разработчику, не имеющему в своем рапоряжении соответствующей лабораторной базы и современных средств измерения. По мнению авторов, разработчику устройств преобразовательной техники полезно было бы иметь в распоряжении ЫаЛаЬ-модель преобразователя, позволяющую оценить статические потери в ключах и дополненную блоками оценки динамических потерь в силовых ключах преобразователя, работа которых основана на доступной из справочных данных для определенного СПП связи динамических потерь с параметрами коммутационного процесса (подобно $ет1се\), и при этом, в отличие от
ЛУЪ
. -----к
‘г.
ц
JL
Pcond М-сЕ^С
PSpice, требующую минимального набора параметров, необходимых для получения этой оценки. В настоящей работе предлагается MatLab-модель преобразователя, позволяющая учитывать динамические потери управляемых СПП (транзисторов, запираемых тиристоров), на основании известных для конкретного типа СПП зависимостей энергии включения Eon и энергии выключения Eoff от текущих значений коммутируемых напряжений и токов ключей.
АЛГОРИТМ УЧЕТА ДИНАМИЧЕСКИХ ПОТЕРЬ СПП И РАСЧЕТА ТЕМПЕРАТУРЫ ПЕРЕХОДА
Максимальная температура перехода силового полупроводникового прибора Tjmax не должна превышать допустимое по справочным данным прибора значение во всех режимах работы преобразователя. Для расчета температуры перехода СПП следует определить величину мощности потерь в нем [8], (график - это зависимость чего-то от чего-то, что имеется ввиду - уточнить) причем при оценке потерь необходимо учитывать как статические, так и динамические потери. Расчет величины мощности потерь в ключах необходим также для оценки КПД преобразователей.
На рис. 1 в качестве примера представлена предлагаемая схема (алгоритм) расчета температуры перехода /GBT-транзистора.
-‘Стах UСЕтах
ІСтах
JtL
-* Стах U СЕтах
Eon E0„ to„ = 1 “ ton lit nion Л* 1 и I £ Тепловая Модель транзистора £
Eo„ I Ue.J 1 Ic„)Ee‘„ 2 UCE max IC max 2k CE max Cmax
Передний
фронт
ІСтах UСЕтах
E°tr t _ Eoff t°ff ktoff Л» 1 U I
EoJJ =l UJC„ J [ Ia 2 UCEmaxICmax 2k CEmax =max
Блок
Усреднения
11
12
Задний
фронт
Рис. 1. Схема расчета температуры перехода
На первом этапе потерями в обратном диоде транзистора в схеме по рис. 1 пренебрегаем. Данное допущение справедливо, например, если расчет температуры перехода осуществляют для IGBT-транзистора в понижающем широтно-импульсном преобразователе. Суммарная мгновенная мощность потерь в транзисторе pVTs определяется как сумма мгновенной мощности статических потерь проводимости pc0„d, и мгновенной мощности динамических потерь при включении psw(0„) И при выключении psw(ojf)
pVTL = pco„d + pSW (o„) + pSW (off). (1)
Мгновенная мощность статических потерь определяется как произведение мгновенного тока коллектора ic и мгновенного напряжения коллектор-эмиттер uce (блок 1 нарис. 1):
Реопй = С • иСЕ • (2)
При определении потерь переключения необходимо учесть энергию потерь включения Еоп, энергию потерь выключения Е,$ транзистора и энергию потерь выключения обратного диода транзистора Егг (в схеме по рис. 1 полагаем ее равной нулю).
Энергия потерь при переключении транзистора может быть найдена путем перемножения величин мгновенного тока и напряжения прибора и численного интегрирования произведения в интервале коммутации [3]. Путем усреднения можно получить среднюю мощность потерь соответствующей составляющей и суммарную мощность коммутационных потерь в силовом ключе.
На рис. 2 приведены упрощенные кривые токов
и напряжений при переключении транзистора [9]. Как указывалось выше, стандартная МаґЬаЬ-модель ІОБТ-транзистора учитывает только статические потери. Включение и выключение транзистора в такой традиционной модели происходят мгновенно (рис. 2, жирная линия). Оценка мощности динамических потерь в предлагаемой модели осуществляется путем формирования в момент включения ї0 (выключения їІ) транзистора прямоугольного импульса длительностью, равной времени включения (выключения) транзистора и амплитудой:
PSW 2 UCE max IC max,
(3)
где UCEmax - максимальное напряжение коллектор-эмиттер транзистора при коммутации; ICmax - максимальный ток коллектора при коммутации.
В блоках 2-5 схемы (см. рис. 1) формируется сигнал мгновенной мощности потерь при включении, а в блоках 6-9 - мгновенной мощности потерь при выключении. В блоке 2 (6) осуществляется пересчет энергии потерь при включении (выключении), которая является справочными данными конкретного транзистора [10], в зависимости от фактического коммутируемого тока и напряжения, при этом используются выражения, приводимые в описании программы Semicel [4]. В блоке 3 (7) определяется время включения (выключения) транзистора [9]. Если предположить, что коммутация в СПП не мгновенна, то справедливыми являются нежирные кривые на рис. 2. Из рис. 2 видно, что энергия потерь при переключении с хорошей степенью приближения определяется площадью треугольника:
Eon(off) _ UCE maxIC max ' ton(off). (4)
Из (4) получаем:
_ Eon(off)
on(off) i .
2 UCE max IC max
t,
(5)
PsWk
Рис. 2. Кривые токов и напряжений при переключении транзистора
Длительность интервала является базисной величиной для определения длительности импульса мощности динамических потерь транзистора в Маи ¿аЬ-модели (блоки 3, 7).
В блоках 4, 5 (8, 9) формируется импульс заданной длительности и амплитуды, соответствующий мощности динамических потерь при переключении. Коэффициент к вводится для согласования длительности импульса мощности (порядка 1 мкс) и шага интегрирования дискретной МаЛаЬ -модели. Сигнал мгновенной суммарной мощности потерь поступает на вход блока тепловой модели транзистора (10), представленной на рис. 3.
Параметры звеньев тепловой модели, - тепловые сопротивления Я^-сп и постоянные времени т„, приводятся в справочных данных на прибор. При этом емкость конденсаторов (см. рис. 3) определяется по соотношению:
C =
v_.„
(6)
thj-cn
Ri=R,
thj-cl
Рис. 3. Тепловая модель транзистора
В блоке 10 осуществляется расчет превышения температуры переход-корпус Т^с:
( ї Л
T
j ~с
thj-c„
(7)
В блоках 11, 12 определяются превышение температуры корпус-охладитель Тс-в и превышение температуры охладитель - окружающая среда Т-а путем умножения средней суммарной мощности потерь на тепловые сопротивления корпус-охладитель Я^с-в и охладитель - окружающая среда Ял-а соответственно. В итоге температура перехода транзистора равна:
Т'} = Т]-с + Т с - в + Т'в-а + Т а, (8)
где Та - температура окружающей среды, которая обычно принимается равной 40° С.
МА Т^АБ-МОДЕЛЬ ¡ОБ Т-ТРАНЗИСТОРА При приближенной оценке статических потерь в ¡ОБТ-транзисторе считают, что падение напряжения в ключе от протекания прямого тока не зависит от мгновенного тока прибора и равно величине напряжения насыщения иСЕВа. Часто точность такой оценки недостаточна для практических целей, поскольку величина иСЕ(а) зависит от величины мгновенного тока и напряжения затвора прибора. Для более точного представления зависимости падения напряжения на включенном ¡ОБТ от тока коллектора включенный прибор представляют его эквивалентной электрической схемой, получаемой в результате аппроксимации реальной вольт-амперной характеристики прибора двумя отрезками прямых так, как показано на рис. 4.
При такой аппроксимации используется зависимость:
n
и
1
UCE(sat) - f {IC ) - UCE(TO) + rT ' IC , (9)
где UCE(TO) - пороговое напряжение выходной (вольт-амперной) характеристики IGBT UCEsat = fIC); rT -дифференциальное сопротивление.
Ic
и
CE(T0)
Гт
Ic
б
Рис. 4. Аппроксимация прямой ветви вольт-амперной характеристики ¡ОБТ (диода) двумя отрезками прямых (а); схема эквивалентного двухполюсника (б)
Величины иСЕ(ТО) и гТ, как правило, указывают в справочных данных на прибор. В противном случае они могут быть легко найдены путем решения системы из двух уравнений при подстановке в каждое уравнение при ¡с=0,51спот и ¡с=1,51спот соответствующих значений иСЕа = /(¡с), найденных из графика функции ¡с = /(иСЕва) в справочных данных:
[иСЕ§аг (0,5¡Cnom ) = иСЕ(ТО) + ГТ ' 0,5¡Cnom; )
^ ПСЕиаХ (1,5¡Cnom ) = иСЕ(ТО) + ГТ ' 1,5¡Спот.
Из (10) получаем:
UCEsat ^^¡Спот ) _ UCEsat (0,5¡Спот ).
Гт =-
2
UCE (TO) -
_ UCEsat (P,5IC„om ) UCEsat (1,5IC„om )
(11)
2
Оценка статических потерь в обратных диодах ІОБТ производится аналогичным образом. Основанием для этого является то, что вид прямой ветви вольт-амперной характеристики диода подобен изображенному на рис. 4,а. Совпадают также и эквивалентные схемы приборов в виде двухполюсников. Значения пороговых напряжений и дифференциальных сопротивлений для диода и транзистора прибора близки между собой.
МаїіаЬ-модель ІОБТ-транзистора с обратным диодом, которая присутствует в библиотеке Маї-ЬаЬ/БШыНпк, не учитывает пороговое напряжение вольт-амперной характеристики ІОБТ и не позволяет отдельно задать параметры вольт-амперной характеристики обратного диода, следовательно, не дает возможности адекватно оценить статические потери в транзисторе и обратном диоде. По этой причине Маї-¿аЬ-модель ІОБТ-транзистора с обратным диодом
была заменена присутствующими в библиотеке Маи ЬаЬ/БтыШк моделью ¡ОБТ-транзистора без диода и моделью диода, что позволяет более точно учесть параметры вольт-амперной характеристики этих приборов.
МОДЕЛИРОВАНИЕ ТЕМПЕРАТУРЫ ПЕРЕХОДА В ПОНИЖАЮЩЕМ ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНОМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕ
МаЛаЬ -модель понижающего широтно-
импульсного преобразователя (ШИП) с системой определения температуры перехода в транзисторе приведена на рис. 5.
Виртуальный эксперимент с понижающим ШИП проводился при следующих параметрах силовой схемы:
• входное напряжение П - 600 В;
• выходное напряжение иЬоа^ - 540 В;
• выходной ток ¡Ьоа^ - 100 А;
• частота ШИМ /тоЛ - 5 кГц.
Расчет температуры перехода выполнялся для ¡ОБТ модуля типа БЕМТЯШБ БКМ 300ОАЯ123Б производства фирмы Бвтгкгоп с номинальным током ¡Спот 300 А и предельным напряжением ПСЕБ 1200 В. На рис. 6. представлена МаЛаЬ-модель широтноимпульсного преобразователя постоянного напряжения с контролем мгновенного значения температуры перехода транзистора.
В блоке 1 рассчитывается мгновенная мощность статических потерь в транзисторе. В блоке 2 задаются мгновенные мощности динамических потерь в транзисторе путем формирования при переключении ¡ОБТ импульсов с длительностью, равной времени включения (выключения) транзистора и с амплитудой, равной максимальной коммутационной мощности. Коэффициент к в МаЛаЬ -модели принят равным 10 при интервале дискретизации 1 мкс. Выбранное сочетание параметров обеспечивает быстроту и точность определения температуры перехода транзистора. Статические и динамические потери в обратном диоде, шунтирующем ¡ОБТ в понижающем ШИП не учитываются, так как в данной схеме преобразователя обратный диод не работает. Сигнал суммарной мгновенной мощности потерь в транзисторе поступает на вход блока 3, - тепловую модель транзистора, - на выходе которого получаем превышение температуры переход-корпус Т^с. В блоке 4 рассчитывается мгновенная мощность статических потерь в диоде, шунтирующем нагрузку. Это необходимо для адекватной оценки превышения температуры корпус-охладитель и охла-дитель-окружающая среда, так как в модуле типа БЕМПЯАЫБ БКМ 300ОАЯ123Б в одном корпусе находятся транзистор и два диода.
В блоке 5 рассчитываются превышения температуры корпус-охладитель Тс-в и охладитель-
окружающая среда Тв-а. В блоке 6 задается температура окружающей среды.
На рис. 7 приведена осциллограмма температуры перехода транзистора.
E
C
Шзсгеїє,
Та = Іе-006 8.
► И
щз
т Ю '
► ш
Е>—► ILdb.i1
Тешрегвіиге оГіле р-п Зипс^оп
т-
ГшУ
щ>-
Е>-
[иьь
©-
П5)-
'Гсшрсгатшс 1и П]гес1. Ш_»мшс]1 ЮЬоай ТЦМой
Рис. 5. Мя^аЬ-модель понижающего ШИП с системой расчета температуры перехода
Рис. 6. МаґЬаЬ-модель широтно-импульсного преобразователя постоянного напряжения с контролем мгновенного значения
температуры перехода транзистора
гу, с
120-
80-
40-
0L
0.04 0.08 0.12 0.16 0.2
Рис.7. Осциллограмма температуры перехода транзистора
Результаты расчета мощности потерь в транзисторе и диоде и соответствующих температур (переходов транзистора Тґг и диода Та, корпуса Тс и охладителя Т) практически совпадают результатами, полученными с помощью специализированного пакета программ для выбора типа приборов и определения характеристик охладителей фирмы Зєшікгоп - Еешїзеї. Результаты, полученные в Зєшіі'ві для модуля типа БЕМІТЕЛШ 8КМ 3000ЛК\23Б при работе в понижающем ШИП с параметрами аналогичными МаґЬаЬ'-модели, представлены в табл. 1. Необходимо отметить, что в МаґЬаЬ-моделе не учитывались динамические потери в диоде и не оценивалась температура перехода диода (при необ-
ходимости подобную оценку можно выполнить, аналогично транзистору), поэтому температура перехода транзистора, полученная в МаґЬаЬ -модели отличается от температуры в Зєшісєі на 2°С. Незначительные отличия мощности статических и динамических потерь связаны с погрешностью вычислений.
Таблица 1
Температура перехода и мощности потерь в модуле типа. БЕМІТЯЛНБ БКМ 3000ЛК\230
Параметры БЄШІ8ЄІ МаІЬаЬ
Рсопі ґг 211 Вт 210 Вт
р -1 ^ ґг 134 Вт 134 Вт
Р,Г 345 Вт 345 Вт
Pcond і 13 Вт 15 Вт
Р5М> і 30 Вт -
Рі 43 Вт 15 Вт
Р ґоґ 389 Вт 360 Вт
Рі 43 Вт 15 Вт
Т 83 °С 80 °С
Тс 97 °С 94 °С
Тґг 123 °С 121 °С
Ті 104 °С -
Оценка температуры и мощности потерь в Semi-sel производится по зависимостям, представленным в Semisel Help [4].
Преимущество пакета MatLab/Simulink по сравнению с программой Semisel заключается в том, что с использованием MatLab возможно не только осуществить расчет температуры перехода, но и использовать при этом полученные результаты для определения КПД преобразователя, а также наблюдать переходной процесс нагрева транзисторно-диодного модуля для любого типа преобразователя в заданном режиме работы. Осциллограмма переходного процесса нагрева транзистора представлена на рис. 8. Необходимо отметить, что выбранное значение коэффициента k является оптимальным, так как при меньшем его значении время расчета температуры перехода существенно увеличивается, а при увеличении k от 10 до 100 и частоте ШИМ преобразователя 5 кГц погрешность расчета не превышает 3°С.
Tj°C_____________________________________
Рис. 8. Осциллограмма переходного процесса нагрева транзистора
При увеличении частоты ШИМ преобразователя коэффициент k необходимо уменьшить обратно пропорционально частоте.
МОДЕЛИРОВАНИЕ ТЕМПЕРАТУРЫ ПЕРЕХОДА В АВТОНОМНОМ ИНВЕРТОРЕ НАПРЯЖЕНИЯ
MatLab -модель автономного инвертора напряжения (АИН) с системой расчета температуры перехода в транзисторе приведена на рис. 9.
Виртуальный эксперимент проводился для АИН со следующими параметрами силовой схемы:
• входное напряжение Ud - 600 В;
• выходное линейное действующее напряжение
ULoad - 354 В;
• выходная мощность PLoad - 32 кВт;
• выходной фазный действующий ток ILoad - 52A;
• выходная частота fLoad - 50 Гц;
• частота ШИМ fmod - 5 кГц.
При этом расчет температуры перехода производился для IGBT модуля типа SEMITRANS SKM
3000Б123Б производства фирмы Бешікгоп с номинальным током ІСпош 300 А и предельным напряжением ПСЕ8 1200 В. На рис. 10. представлена МаґЬаЬ-модель системы определения температуры перехода.
В блоке 1 рассчитывается мгновенная мощность статических потерь в транзисторе. В блоке 2 задаются динамические потери в транзисторе, путем формирования импульсов при переключении ІОБТ, равных по длительности времени включения (выключения) транзистора и по амплитуде - максимальной коммутационной мощности. При расчете температуры перехода коэффициент к принят равным 10, а время дискретизации модели - 1 мкс.
Рассмотрим более подробно процесс переключения транзисторов в фазе А АИН. На рис. 11 приведена схема одного плеча АИН. Считаем, что ток іЛ положителен (іЛ>0). Транзисторы переключаются с высокой частотой. В исходном состоянии і]=іЛ, і2=0. При запирании УТ1 и отпирании УТ2 ток іЛ не изменяется по величине и переходит в УБ2. Если не учитывать потери, обусловленные кумуляцией тока в УБ2, то динамические потери энергии при этом переключении возникают только в УТ1 и их величина составляет Еф При выключении УТ2 не проводит ток, проводит УБ2. Следовательно, при включении УТ1 ток снова переходит в УТ1 и в нем выделяется энергии потерь Еоп.
То есть, при положительном токе фазы динамические потери присутствуют только в транзисторе УТ1, а при отрицательном только в транзисторе УТ2. Эта особенность работы схемы АИН при определении температуры перехода учитывается в блоке 3. Сигнал суммарной мгновенной мощности потерь в транзисторе поступает на вход блока 4, - тепловую модель транзистора, на выходе которого получаем температуру переход-корпус Т^сіг. В блоке 5 рассчитываются статические потери в обратном диоде ІОБТ-транзистора. Динамическими потерями в диоде пренебрегаем. Сигнал мгновенной мощности статических потерь в транзисторе поступает на вход блока 6, -тепловую модель обратного диода ІОБТ-транзистора, - на выходе которого получаем превышение температуры переход-корпус Т^са. В блоке 7 рассчитываются превышения температуры корпус-охладитель и охла-дитель-окружающая среда, при этом в модуле типа 8ЕМІТЯЛШ 8КМ 3000Б123Б в одном корпусе находятся два транзистора, а на одном охладителе - шесть транзисторов. В блоке 8 учитывается температура окружающей среды.
Рис. 9. МяГ£аЬ-модель автономного инвертора напряжения с системой расчета температуры перехода
120
40
0
800
400
[U Diod
IU Load
[U Direct
На рис. 12 приведены осциллограммы температуры перехода транзистора и обратного диода.
Рис. 12. Осциллограммы температуры переходатранзистора и обратного диода
Температура перехода и мощность потерь в транзисторе и диоде соответствуют результатам, полученным с помощью специализированного пакета программ для выбора типа приборов и определения характеристик охладителей фирмы Бешікгоп - Бешіі'еї. Результаты, полученные в Бешіі'еї для модуля типа БЕМІТЯЛИБ БКМ 3000Б123Б при работе в АИН с параметрами аналогичными МаґЬаЬ-модели, представлены в табл. 2. Необходимо отметить, что в МаґЬаЬ-модели не учитывались динамические потери в диоде
(при необходимости подобную оценку можно выполнить аналогично оценке потерь в транзисторе), поэтому температура перехода транзистора и диода, полученные в МаґЬаЬ -модели отличаются от температуры в Бешісеї на 3°С и 8°С соответственно. Незначительно отличаются мощности статических и динамических потерь, что связано с погрешностью вычислений. На рис. 13. представлена осциллограмма переходного процесса нагрева транзистора и обратного диода.
Таблица 2
Температура перехода и мощности потерь в модуле типа. БЕМІТЯЛИБ БКМ 3000Б123Б
Параметры Бєшісєі МаІЬаЬ
Рсопі ґг 41 Вт 46 Вт
р -і ш ґг 30 Вт 27 Вт
Рґг 71 Вт 75 Вт
Рсопі і 3 Вт 3 Вт
Р&м і 8 Вт -
Рі 11 Вт 3 Вт
Р ґоґ 489 Вт 468 Вт
Т 94 °С 92 °С
Тс 100 °С 98 °С
Тґг 105 °С 102 °С
Ті 102 °С 94 °С
Рис. 13. Осциллограмма переходного процесса нагрева транзистора и обратного диода в АИН
ТІІГ, С
Т}Чг, С
выводы
1. Разработан метод определения суммарной мгновенной мощности статических и динамических потерь и мгновенных значений температур переходов транзисторно-диодных модулей при дискретном моделировании полупроводниковых преобразователей с помощью пакета MatLLab/Simulink в режимах, когда интервал дискретизации в модели близок к временам включения и выключения транзистора.
2. Температуры переходов транзистора и диода, получаемые в MatLab -модели в установившемся режиме, практически совпадают с их значениями, рассчитанными с помощью программы Semisel.
3. Предложены MatLab -модели понижающего преобразователя постоянного напряжения и трехфазного автономного инвертора напряжения, в которых мгновенные значения температур переходов транзисторов и диодов, определяемых статическими и динамическими потерями в них, выводятся на виртуальный осциллограф и дисплей. Корректная работа указанных MatLab-моделей обеспечивается при изменяющихся токе нагрузки, входном напряжении и частоте модуляции.
4. Разработанные модели могут быть использованы для расчета мгновенного и среднего в заданном интервале времени значений КПД системы электроснабжения.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Потемкин В.Г. Система MatLab, справочное пособие: М., МИФИ, 1988.
2. Дьяконов В., Круглов В. Математические пакеты расширения MatLab, специальный справочник. С-Пб., 2001.
3. Черных И.В. Моделирование электротехнических устройств в MATLAB, SimPowerSystems и Simulink. - М.: ДМК Пресс; СПб.: Питер, 2008. - 288 с.
4. SEMISEL Simulation. http:// www.semikron.com.
5. M.H. Rashid, HM. Rashid. SPICE for Power Electronics and Electric Power Second Edition - CRC Press, Taylor & Francis Group, the academic di vision of T&F Informa plc. Boca Raton London New York, 2006. - 530 p.
6. Колпаков А. И. Моделирование транзисторов IGBT с помощью PSPICE // Компоненты и технологии. - 2002. - № 840.
7. Недолужко И., Лебедев А. Методика определения параметров PSPICE моделей IGBT транзисторов // Силовая электроника. - 2005. - №2.
8. Ивахно В.В., Замаруев В.В., Маляренко Е.А., Стысло Б.А, Семивол И.В. Учебный лабораторный стенд для исследования характеристик IGBT-модулей // Технічна електродинаміка. - 2008. - Тематичний випуск "Силова електроніка та енергоефективність", ч. 4. - Київ: ІЕД НАН України, 2008. - С. 125-128.
9. Semikron Innovation + Service. Power Semiconductors 99. Semikron International. Germany.
10. Mohan N., Undeland T.M., Robbins W.P. Power Electronics. Converters, Application and Design. John Willy & Sons, INC, N.Y., 1995, 802 p.
Bibliography (transliterated): 1. Potemkin V.G. Sistema MatLab, spra-vochnoe posobie: M., MIFI, 1988. 2. D'yakonov V., Kruglov V. Mate-maticheskie pakety rasshireniya MatLab, special'nyj spravochnik. S-Pb., 2001. 3. Chernyh I.V. Modelirovanie 'elektrotehnicheskih ustrojstv v MATLAB, SimPowerSystems i Simulink. - M.: DMK Press; SPb.: Piter, 2008. - 288 s. 4. SEMISEL Simulation. http:// www.semikron.com. 5. M.H. Rashid, H.M. Rashid. SPICE for Power Electronics and Electric Power Second Edition - CRC Press, Taylor & Francis Group, the academic division of T&F Informa plc. Boca Raton London New York, 2006. - 530 r. 6. Kolpakov A I. Modelirovanie tranzistorov IGBT s pomo-sch'yu PSPICE // Komponenty i tehnologii. - 2002. - № 840. 7. Nedoluzhko I., Lebedev A. Metodika opredeleniya parametrov PSPICE modelej IGBT tranzistorov // Silovaya 'elektronika. - 2005. - №2. 8. Ivahno V.V., Zamaruev V.V., Malyarenko E.A., Styslo B.A, Semivol I.V. Uchebnyj laboratornyj stend dlya issledovaniya harakteristik IGBT-modulej // Tehnichna elektrodinamika. - 2008. - Tematichnij vipusk "Silova elektronika ta energoefektivnist'", ch. 4. - Kii'v: IED NAN Ukraini, 2008. - S. 125-128. 9. Semikron Innovation + Service. Power Semiconductors 99. Semikron International. Germany. 10. Mohan N., Undeland T.M., Robbins W.P. Power Electronics. Converters, Application and Design. John Willy & Sons, INC, N.Y., 1995, 802 p.
Поступила 23.03.2011
ЖемеровГеоргийГеоргиевич, д.т.н., проф.
Ивахно Владимир Викторович, к.т.н., проф.
Ковальчук Ольга Игоревна, аспирант
Национальный технический университет
"Харьковский политехнический институт"
кафедра "Промышленная и биомедицинская электроника"
61002, Харьков, ул. Фрунзе 21
тел./факс: (057) 707-63-12
e-mail: zhemerov@online.kharkiv.net,
Olha.kov@mail.ru
Zhemerov G.G., Ivahno V.V., KovalchukO.I.
Calculation of loss power and structure temperature of transistor-diode modules in converters computer simulation
A calculation method for the total instant power of static and dynamic losses and transistor-diode modules transition temperature is considered under discrete simulation of semiconductor converters by means of MatLab (Simulink) in modes with a quantization interval in models close to the transistor turn-on and turn-off times.
Key words - semiconductor device, transistor, loss power, static loss, dynamic loss, turn-on time, turn off-time,
MatLab model, computer simulation, converter.
