О возможности снижения потерь энергии при выключении высоковольтных IGBT-приборов и ее схемотехническая энергоэффективность

Н. В. Панасенко; Д. Ю. Шаповалов; А. А. Краснов

УДК 621.3.066

Н. В. ПАНАСЕНКО (ЖТУ), Д. Ю. ШАПОВАЛОВ (ДНУЖТ), А. А. КРАСНОВ (ПИИЖТ)

Журнал Железнодорожный транспорт Украины, ул. И. Федорова, 39, г. Киев, 03038, тел.: 067-989-06-51, эл. почта: [email protected]. ОЯС1Р: orcid.org/0000-0002-6567-2065

Днепропетровский национальный университет железнодорожного транспорта имени академика В. Лазаряна, кафедра «Электроподвижной состав железных дорог», ул. Лазаряна 2, г.Днепропетровск, 49010, тел.: 096-103-04-97, эл. почта: Рт^пу [email protected], ОЯСЮ: orcid.org/0000-0002-7024-628X

Проектно-изыскательский институт железнодорожного транспорта ПАО «Укрзализныця», Харьковское отделение, ул. Красноармейская, 7, г. Харьков, 61052, тел.: 066-330-83-46, эл. почта: [email protected], ОЯСЮ: orcid.org/0000-0002-7538-8965

О ВОЗМОЖНОСТИ СНИЖЕНИЯ ПОТЕРЬ ЭНЕРГИИ ПРИ ВЫКЛЮЧЕНИИ ВЫСОКОВОЛЬТНЫХ ЮБТ-ПРИБОРОВ И ЕЕ СХЕМОТЕХНИЧЕСКАЯ ЭНЕРГОЭФФЕКТИВНОСТЬ

Постановка проблемы

Известно [1], что в транспортной высоковольтной электронике при использовании ЮВТ 65-го класса по напряжению в цепях с «жесткой» коммутацией рабочая частота переключения этих приборов для приемлемого диапазона токовой нагрузки ограничивается, как правило, на уровне 600 Гц из-за роста динамических потерь. Причем, если динамические потери при включении связаны в некоторой мере с необходимостью ограничения скорости нарастания прямого тока в приборе [2] и их минимизация ограничена снизу заданной величиной допустимой скорости нарастания этого тока (¿й/Л), то динамические потери при выключении, как и потери проводимости, со всех точек зрения играют только негативную роль и, следовательно, они требуют минимизации в наибольшей степени. Задача снижения динамических потерь выключения выходит на первый план для высоковольтных ЮВТ, работающих с большой скважностью (tu / Тм = 7^20, где tu -

длительность включенного состояния прибора, Тм - период переключения прибора) при высоких частотах переключения /м = 1/ Тм в цепях с однородной коммутацией второго типа (включение происходит при «мягкой», а выключение - при «жесткой» коммутации [3]).

Анализ публикаций

Главными направлениями в разработке биполярных транзисторов с изолированным затвором (БТИЗов) последних поколений для транспортной техники являлись технологические способы уменьшения потерь проводимости силовых высоковольтных ЮВТ-приборов 45-го и выше класса по напряжению при сохранении приемлемой энергетики на частотах переключения до 1140 Гц

[4]. Специальные силовые высоковольтные IGBT-приборы 45-го и выше класса по напряжению (IGBT четвертого поколения), а это так называемые транзисторы с увеличенной инжек-цией IEGT и транзисторы с накоплением носителей в базовой «-области CSTBT дают снижение остаточного напряжения до уровня стандартных асимметричных GTO-тиристоров (GTO c анодной шунтировкой), оставляя при этом динамические параметры, характерные для стандартных IGBT третьего поколения [5]. Поскольку механизм переключения структур IGBT третьего и четвертого поколения не изменился, то трудно ожидать революционных улучшений в энергетике динамических процессов за счет технологических усовершенствований их структуры. Это обусловлено тем, что закономерность БТИЗов, заключающаяся в том, что спроектированные IGBT любой мощности на низкие напряжения

проводимости sat) всегда будут иметь относительно высокие энергии потерь при переключении Епк = Eon + Eof (где Eon и Eof энергии потерь при включении и выключении соответственно), чем IGBT, спроектированные на низкие энергии потерь переключения

/ vmin

Епк =(Eon + Eoff ) , но имеющие относительно большие напряжения проводимости UcE(sett) [6], относится ко всем комбинированным приборам с полевым управлением биполярных структур [7]. Указанная закономерность касательно Eoff = f (Uce ) хотя и слабо, но просматривается для имеющихся на рынке различных типов 600-амперных IGBT 65-го класса по напряжению даже в случае их оптимизации на минимальные значения напряжения открытого

состояния Uce(sat) и приемлемую энергетику

динамических процессов при переключениях с частотой до 500 Гц без существенного снижения токовых параметров (рис. 1, а, б).

Статические потери в рассмотренных выше 600-амперных приборах IGBT 65-го класса по напряжению при номинальном токе (Ic = 600A) сами по себе уже составляют довольно большие величины с точки зрения их

ic (а;

1200

1000

800

600

400

200

теплоотвода: 2760 Вт для CM600HG-130H (ME); 3180 Вт для FZ600R65KF1 (Eupec) и 3240 Вт для 5SNA0600G650100 (ABB). Потери же при выключении на частотах 1000 и более Гц при рабочих значениях тока Ic = 600A и

напряжения Ujq = 36005 еще более осложняют теплоотвод, так как их величина составляет относительно большую долю в общих потерях.

Eoff <Дж]

2 eup ек\

1 ME V

Ж

\

АЕ ЭВ

3 3.5 4 45 5 55 6 6:5 7 Uce (В) 200 400 600 600 1 000 1 200 Ic (А)

а) б)

Рис. 1. Прямые ветви вольт-амперных характеристик (а) и зависимости потерь энергии выключения от тока (б) 600-амперных IGBT 65-го класса по напряжению (1 - IGBT типа CM600HG-130H фирмы Mitsubishi Electric; 2 — IGBT типа FZ600R65KF1 фирмы Eupec; 3 — IGBT типа 5SNA0600G650100 фирмы ABB)

Постановка задачи

Высокая доля динамических потерь мощности при выключении в общих потерях силовых высоковольтных ЮВТ-приборах при частотах переключений 1000 и более Гц даже при их использовании в цепях с однородной коммутацией второго типа (Еоп ^ 0) обуславливает

необходимость поиска технологических решений для уменьшения потерь энергии выключения Ео^ при обеспечении минимально возможного роста напряжения проводимости иСЕ) • При этом в работе ставится еще задача очертить схемотехнику рационального применения силовых высоковольтных ЮВТ 65 класса по напряжению с повышенным напря-

жением проводимости и сниженными потерями выключения.

Изложение основного материала

Процесс выключения ЮВТ состоит из двух этапов: первый этап протекает относительно быстро и соответствует выключению управляющего п-канального полевого транзистора. Он называется инжекционной фазой выключения [7]. Второй этап определяется процессом рассасывания зарядов, накопленных в базовой области биполярного транзистора р-п-р-типа (БТИ-За), и представляет собой рекомбинационную фазу выключения в режиме работы этого транзистора с «оборванной» базой. Восстановление блокирующих свойств ЮВТ происходит на первом этапе рекомбинационной фазы (этапе коллектирования дырок), при котором проис-

ходит обеднение носителями «-базы, прилегающей к коллекторному n-р-переходу, что сопровождается ростом напряжения на этом переходе. Этот этап сопровождается лавинообразным спадом тока через IGBT и лавинообразным нарастанием на нем напряжения. Из-за малой длительности этого этапа при быстром выключении (длительность этого этапа меньше времени жизни дырок г,, в п-базе БТ) остаточный заряд дырок в электронейтральной части п-базы на момент восстановления блокирующей способности БТ будет еще весьма значительным, что и обуславливает протекание через транзисторную р-п-р-структуру БТИЗа относительно большого «хвостового» тока при полном напряжении на приборе. Остаточный заряд и временная зависимость «хвостового» тока являются внутренними свойствами транзисторной р-п-р-структуры и мы не можем на них влиять, управляя характером переключения [8]. «Хвостовой» ток снижается по мере рассасывания остаточного заряда дырок за счет рекомби-национных процессов электронейтральной области п-базы. Этот процесс носит характер экспоненциального спада с постоянной времени, равной в первом приближении времени жизни дырок Тр [8] в и-базе БТ IGBT. Относительно

большая длительность второго этапа рекомби-национной фазы выключения (tpeK - 3тр ), значительная величина амплитуды «хвостового» тока 1сост, полное рабочее напряжение на

IGBT-приборе Uqe , величина которого выбирается из условия

UCE ~ UCE-link , (1)

и обуславливает довольно значительные потери энергии выключения Eojj у высоковольтных

IGBT-приборов. Так, при

Тр = 4мск , 1ост = 100А, Uce = 3600В потери

энергии выключения на втором этапе рекомби-

национной фазы E^f составят около 2,16 Дж,

а это больше половины паспортной величины суммарных потерь при выключении Eojj рассмотренных выше 600-амперных IGBT 65-го класса по напряжению ведущих зарубежных фирм.

От времени жизни дырок Тр в п-области

транзисторной р-п-р-структуры IGBT зависят также потери энергии на первом этапе реком-бинационной фазы, которые для высоковольт-

ных ЮВТ составляют до 30% суммарных потерь энергии выключения [9].

Сказанное выше говорит о том, что для уменьшения потерь энергии при выключении Ео^ в высоковольтных ЮВТ необходимо

снижение времени жизни дырок в п-базе Тр, а

это, как известно [8], входит в противоречие с необходимостью увеличения времени жизни носителей с точки зрения минимизации потерь проводимости. Оптимизационная задача комбинации низких потерь энергии выключения и малых потерь проводимости в одном и том же ЮВТ заключается в том, что высокая концентрация дырок в п-базе БТ должна быть там, где они наиболее полезны для уменьшения напряжения проводимости исЕ(а), в то время как

их количество должно сохраняться на умеренном уровне в п-базе там, где они приводят к появлению «хвостового» тока и таким образом вносят существенный вклад в потери энергии выключения Ео^- . Анализ показывает, что область с высокой концентрацией дырок (с большим временем жизни) в п-базе БТ ЮВТ с точки зрения минимизации потерь проводимости должна прилегать к коллекторному переходу, а область с электронейтральным зарядом, определяющим длительность рекомбинационной фазы, и, следовательно, с точки зрения минимизации потерь выключения должна иметь пониженную концентрацию дырок (с меньшим временем их жизни) и находиться вблизи эмит-терного перехода БТ ЮВТ. Создать такой профиль жизни дырок в п-базе БТ ЮВТ с минимумом вблизи эмиттерного перехода и максимально возможным временем жизни в остальной части базы можно за счет облучения кристаллов чипов ЮВТ протонами. Протоны проходят сквозь массу кремния, относительно легко внедряясь в эту массу по пути своего следования, и только в конце своих траекторий создают повреждения кристаллической решетки кремния. Это и дает возможность создавать хорошо определенные локальные зоны повреждения с высокой концентрацией дефектов, которые действуют, как центры рекомбинации. Это как раз те зоны, которые определяют как время жизни носителей, так и концентрацию их в п-базе.

Сравнительно низкочастотная область сегодняшнего использования высоковольтных ЮВТ, что несколько нивелирует потери энергии выключения в сравнении со статическими потерями и обуславливает тот факт, что все силы раз-

работников силовых высоковольтных ЮВТ направлены только на снижение величины напряжения проводимости при сохранении или даже некотором увеличении потерь выключения. Такой подход объясняется тем, что у современных высоковольтных приборов ЮВТ напряжение проводимости находится на запредельном уровне и его повышение недопустимо для линейных вентилей схемотехники силовой высоковольтной электроники. Это обстоятельство, а также сравнительно высокая стоимость протонного облучения силовых высоковольтных ЮВТ с целью профилирования дырок в п-базе и не дает возможности количественно оценить перспективность протонного метода понижения энергии выключения для этих приборов.

Другим способом метода облучения, дающим равномерное снижение времени жизни дырок во всей области п-базы БТ ЮВТ (в том числе и в тех ее частях, которые не оказывают влияние на энергию потерь выключения, но приводят к росту прямого падения напряжения на открытом приборе) есть электронное облучение.

Соотношение времени жизни дырок в п-базе до и после электронного облучения определяется выражением [10]

т-ф = т"р + к Ф,

(2)

где тэф и т p - время жизни дырок до и после облучения;

Ф - поток пучка электронов в одном квадратном сантиметре;

к - коэффициент радиационных повреждений.

Так, для СИТ-приборов типа М2ТКС-50-12 (ОАО «Контур», Россия), механизм выключения которых такой же, как у IGBT, облучение электронами, дающее повышение напряжения проводимости с 1,0 В до 2,0 В, т.е. в 2 раза, снижает энергию потерь выключения в 5,87 раза с 6,64 мДж до 1,13 мДж [8]. Очевидно, что протонное облучение, профилирующее дырки в «-базе дало бы несколько лучшие результаты касательно повышения напряжения проводимости при той же величине снижения потерь выключения.

Интерполяция этого результата на 600-амперные IGBT-приборы 65-го класса по напряжению дает следующие результаты:

• CM600HG-130H при напряжении проводимости Uce(sat) = 9,2В будет иметь потери

энергии при выключении Eoff — 0,732Дж ;

• Р2600Я65КП при напряжении проводимости и се ) = 10,65 будет иметь потери

энергии при выключении Е0// — 0,596Дж ;

• 58^06000650100 при проводимости и^^/™л= 10,85

напряжении будет иметь

'CE (sat)

потери энергии при выключении Eoff - 0,537Дж .

Рациональными режимами предлагаемых высоковольтных IGBT-приборов с повышенным напряжением проводимости и сниженными в разы потерями энергии выключения есть импульсные режимы с высокой частотой и скважностью большей 10 в цепях с однородной коммутацией второго типа (Eon — 0). Примерами таких режимов есть работа IGBT в качестве коммутирующих вентилей в высоковольтных одноквадрантных ключах с линейным од-нооперационным тиристором (схема с транзисторной коммутацией класса Е) [11] и в высоковольтных энергосберегающих двухквад-рантных ключах с линейным двухоперацион-ным тиристором [12]. Таким примером является также режим работы коммутирующего IGBT-прибора в схемах двухоперационных че-тырехквадрантных ключей последовательного типа с линейными IGBT вентилями, которые будут рассмотрены ниже.

Двухоперационность (принудительное

включение и выключение) четырехквадрант-ных ключей в преобразователях с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) выходного напряжения имеет следствием чередующиеся коммутационные операции ключа (включение и выключение), которые осуществляются под напряжением и, следовательно, сопровождаются значительными величинами энергии коммутационных потерь. Эти потери очень сужают диапазон безснабберного применения полупроводниковых управляемых высоковольтных приборов IGBT и IGCT в качестве линейных вентилей как со стороны токовых, так и со стороны частотных их возможностей. Поэтому реально в высоковольтных четырехквадрант-ных двухоперационных ключах (как и вообще во всех двухоперационных ключах) используются устройства коммутационной защиты, которые значительно снижают величины энергии коммутации в их линейных вентилях при включении и выключении [3]. Тем не менее, кроме положительных свойств, использование в ключах традиционных устройств коммутационной защиты (LRD-снабберов при включении и CRD-снабберов при выключении [5]) значи-

тельно усложняет схемотехнику, ухудшает массогабаритные и динамические характеристики ключей и снижает их КПД [4, 13]. Эти негативы становятся определяющими при увеличении рабочих величин напряжения, тока и частоты ШИМ с точки зрения практической реализации этой схемотехники четырехквад-рантных ключей в модульном исполнении.

Известно [14], что при использовании в качестве линейных вентилей ключей ЮБТ-приборов можно отказаться от применения ЬКО-снабберов для ограничения скорости нарастания прямого тока при включении, возложив эту функцию на сам прибор, что однако приводит к увеличению в нем энергии потерь включения [2]. Строго говоря, функция ограничения скорости нарастания прямого тока через ЮБТ-прибор за счет управления по цепи затвора ПТ уже не является функцией коммутационной защиты при включении ЮБТ, так как при этом не решается задача снижения коммутационных потерь включения Еоп ЮБТ-

прибора, а решается задача ограничения «сквозного» тока при включении ЮБТ на проводящей противофазный диод [2]. И так, как задача ограничения амплитуды «сквозного» тока является первоочередной задачей в схемах с ЮБТ и она, как правило, решается в драйверах этих приборов, то от ЬКО-снабберов коммутационной защиты при включении отказываются в пользу модульности ключей [4]. В пользу модульности отказываются и от СКО-снабберов коммутационной защиты выключения ключей ЮБТ, возлагая на транзистор ограничение скорости спада тока на первом этапе рекомбинационной фазы выключения, уменьшая тем самым перегрузки по напряжению [14]. При этом мы не можем влиять на потери энергии, вызываемые «хвостовым» током, негатив которого несколько ослабляется возможностью реализации режима, близкого к «мягкой» коммутации даже без использования СКО-цепей [14]. Безснабберность же и обуславливает сравнительно большие потери в линейных вентилях четырехквадрантных ЮБТ-ключей модульного исполнения. Для подтверждения последнего тезиса рассмотрим потери в Н1Рак модуле 200-амперного четырехквадрант-ного ЮБТ-ключа 65 класса по напряжению, смоделированного в конструктиве из компонентов из 400-амперного. Н1Рак модуля двух-квадрантного ЮБТ-ключа типа

58КЛ04001650100 (рис. 2, а, б).

При использовании 400-амперного модуля двухквадрантного ЮБТ-ключа типа

58КЛ04001650100 в качестве 200-амперного четырехквадрантного ключа на частоте 2000 Гц при скважности у — 1, напряжении 3600 В и токе 200 А получим суммарные потери в линейных вентилях УТл и УОл величиной 6440 Вт: из них 5760 Вт в линейном транзисторе УТл1 (УТл2) и 680 Вт в линейном диоде УОл2 (УОл1). Составляющие потерь энергии в линейном транзисторе распределяются следующим образом: статические потери АРст = 8405т,

потери включения АРвкл = 2800Вт, потери вы-

ключения &Рвыкл = 2120Вт .

----а-

С(5]

0(2)

Ell)'

Jb л Jb л с Ъ" l \ JЪ i \

*_XV!—I V V

*---Ed)0--

0Е(6] и" ЕМ0

iНе можете найти то, что вам нужно? Попробуйте сервис подбора литературы.

а) б)

Рис. 2. Силовые схемы ЮБТ-ключей:

а) двухквадрантного 400-амперного с внешней пе-

ремычкой между коллекторами (5) и (7);

б) четырехквадрантного 200-амперного с отдельны-

ми выводами затворов в1 (2) и в2(2)

Разгрузить линейные транзисторы от потерь выключения мы можем введением в схему че-тырехквадрантного ключа (рис. 2, б) коммутирующего (снабберного) транзистора. На рис. 3, а представлена силовая схема четырехквад-рантного ЮБТ-ключа с коммутирующим (снабберным) транзистором УТк, а на рис. 3, б ее реализация на конструктиве и компонентах 600-амперного Н1Рак модуля двухквадрантного ЮБТ-ключа типа 58Ш.06000650100.

2 Л

а)

Рис. 3. Силовые схемы 200-амперных четырехквадрантных IGBT-ключей с коммутирующим транзистором: а) теоретическая; б) реализуемая на базе модуля 5SNA0600G650100 (ABB)

В схеме четырехквадрантного ключа с коммутирующим транзистором линейные транзисторы работают в режиме однородной коммутации первого типа (Ео^ = 0), а коммутирующий

транзистор - в режиме однородной коммутации второго типа (Е0п = 0). Такое разделение коммутационных потерь между двумя транзисторами разгружает линейный транзистор на величину потерь энергии выключения АРвыкл, что в

указанном случае составляет 2120 Вт. Эти потери теперь переходят в коммутирующий транзистор УТк, суммируясь с его статическими потерями, которые при длительности проводящего состояния tu = 25мкс на частоте 2000 Гц составляет около 55 Вт. Сумма этих потерь (2175 Вт) и будет определять теплонагруженность коммутирующего транзистора в рассмотренной схеме четырехквадрантного ЮВТ-ключа. Примерно 55 Вт будут и потери в разделительном диоде 1Ур (2Ур). Следовательно, суммарные потери в модуле 200-амперного четырехквадрант-ного ключа с коммутирующим транзистором того же типономинала, что и линейные транзисторы (рис. 3), будут на 110 Вт большими, чем суммарные потери в модуле 200-амперного че-тырехквадрантного ключа без коммутирующего транзистора (рис. 2, б), что несколько нивелирует факт разгрузки линейных вентилей по потерям. И здесь становится очевидной энергоэффективность использования в качестве коммутирующего транзистора облученного ЮВТ с повышенным в 2 раза падением напряжения в проводящем состоянии и сниженными в 5,87 раза потерями энергии выключения. В этом случае потери в коммутирующем транзисторе при длительности его проводящего состояния 25 мкс и частоте ШИМ /м = 2000Гц , при прерывании тока 1С = 200^ и при Vсе = 36005 составляют AP/Tк = АРСТ + АРвыкл = 1105т + 3615т = 4715т

, т.е. будут на 1704 Вт меньшими, чем в предыдущем случае. На эту величину будут меньшими и суммарные потери в модуле четырехквадрант-ного ЮВТ-ключа с облученным коммутирующим транзистором по сравнению с потерями в модуле четырехквадрантного ЮВТ-ключа с не-облученным коммутирующим транзистором, а это уменьшение потерь на 25%, что важно с точки зрения теплонагруженности модуля.

Выводы

Изложенные выше материалы позволяют сделать следующие выводы.

Во-первых, для снижения потерь энергии выключения высоковольтных ЮВТ-приборов

СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННЫХ ИСТОЧНИКОВ

1. Ласка Б. Развитие тяговых преобразователей на транзисторах ЮВТ: предпосылки и факторы

необходимо уменьшить время жизни дырок тp в электронейтральной части n-базы, что

прилегает к эмитерному p-n-переходу биполярного p-n-р-транзистора.

Во-вторых, наиболее эффективным способом высокоэнергетического облучения для профилирования времени жизни дырок тp в n-

базе есть протонное облучение, дающее возможность снизить потери энергии выключения без существенного увеличения падения напряжения на проводящем IGBT-приборе.

В-третьих, применение менее эффективного способа облучения, а именно электронного облучения, хотя и дает в разы уменьшение потерь энергии выключения, но приводит к существенному увеличению падения напряжения на проводящем IGBT-приборе, что делает такие приборы неподходящими для использования в качестве линейных вентилей двухоперацион-ных высоковольтных ключей.

В-четвертых, рациональное использование облученных силовых высоковольтных IGBT-приборов возможно только в импульсных режимах с большой скважностью, типовым примером которых являются режимы работы коммутирующих транзисторов в одноквадрантных ключах с линейным однооперационным тиристором, в двухквадрантных и четырехквад-рантных ключах с линейными двухоперацион-ными управляемыми приборами: тиристорами и транзисторами.

В-пятых, 200-амперный HiPak IGBT-модуль четырехквадрантного ключа 65 класса с облученным электронами коммутирующим транзистором IGBT позволяет на 25% снизить суммарные потери по сравнению с необлученным коммутирующим IGBT-транзистором ( с 6550 Вт до 4846 Вт Ic = 200A, UCE = 3600В и

fM = 2000Гц ).

Касательно рекомендаций по дальнейшим исследованиям, то здесь наряду с задачей создания серийных четырехквадрантных IGBT-модулей с облученным коммутирующим (снаб-берным) транзистором, решаемой прибористами, специалистами по силовой электронике должны быть выданы рекомендации по рациональному использованию преобразователей на четырехквадрантных ключах в системах дизель-электрической и электрической тяги железнодорожного транспорта.

REFERENCES

1. Laska B.. Razvitie tyagovyh preobrazovateley na tranzistorah IGBT: predposylki i faktory uspeha techni-

успеха техники на базе IGBT / Б. Ласка // Железные дороги мира. - №11. - 2003. - С.32-39.

2. Хворост Н. В. Эксплуатационные характеристики управляемых полупроводниковых приборов тяговых преобразователей электроподвижного состава / Н. В. Хворост // Информационно-управляющие системы на железнодорожном транспорте. - №2. - 2003.- С. 31-36.

3. Перетворювальна техшка. Шдручник Ч.2. Авт. Гончаров Ю. П. та ш. За ред. В. С. Руденка.-Харшв: Фолю, 2000.- 360 с.

4. Yoji Di et. IEGT Power Converters for the Shinkansen Traction Systems./T.IEE Japan, vol. 121-D, №3, 2001. - P. 356-362.

5. Воронин П. А. Силовые полупроводниковые ключи: семейства, характеристики, применение. Изд. 2, перераб. и доп.- М.: Додэка-XXI, 2005. - 384 с.

6. J. Catt, R. Chokhawala, B. Pelly. Применение 600-вольтных модулей БТИЗ в корпусах ADP-F-PAK и INT-PAK.// В кн. Силовые полупроводниковые приборы. - Воронеж, 1995. - С. 509-544.

7. Бономорский О. Исследование процессов запирания комбинированных транзисторов / О. Боно-морский, П. Воронин, В. Кулаков, Н. Щепкин // Силовая электроника. - №2. - 2004. - С. 27-30.

8. . Lorenz L., Schulze G. Импульсные параметры новых быстрых IGBT.// В кн. Силовые IGBT модули: материалы по применению. - М.: Додэка, 1997. - C. 55-60.

9. Eupec. Technishe Information [Електрон. ресурс] - Режим доступу: http://eu.mouser.com/Product Detail/Infineon-Technologies/FZ600R65KF1/?qs= Phipx4kG5Fw6K831yQiKZA%3D%3D.

10. . Блихер А. Физика силовых биполярных и полевых транзисторов. - Л.: Энергоатомиздат, 1986.- 248 с.

11. Тиристоры (Технический справочник). Пер. с англ., под ред. В. А. Лабунцова, С. Г. Обухова, А. Ф. Свиридова. - М.: Энергия, 1971.- 560 с.

12. Панасенко М. В. Енергозберiгаючi сильност-румовi високовольтш ключi i фазш модулi на гх ос-новi / М. В. Панасенко, В. М. Панасенко, М. В. Хворост // Електротехшка i електромехашка. - №5. -2007. - С. 24-29.

13. Мощные ключи на тиристорах, выключаемых по цепи управления: Авт. О. Г. Булатов, П. С. Лы-щак, С. В. Одынь .- Электротехн. пром.-ть. Сер. 05. Силовая преобразовательная техника: Обзор. Информация, 1988, вып. 19 - 48 с.

14. IGBT (Insulated gate bipolar transistor) биполярный транзистор с изолированным затвором./ В кн. Силовые IGBT-модули: Материалы по применению. - М.: Додэка, 1997. - C. 38-45.

Поступила в печать 03.05.2016.

ki na baze IGBT [Development of traction converters on IGBT transistors: prerequisites and success factors for techno logy-based IGBT]. Zheleznye dorogi mira -World railways, 2003, no. 11, pp. 32-39.

2. Hvorost N. V. Ekspluatatsionnye kharakteristiki upravlyaemyh poluprovodnikovyh priborov tyagovyh preobrazovateley elektropodvizhnogo sostava [Operational characteristics of the managed semiconductor devices of traction converters of electric rolling]. Infor-matsionno-upravlyayuschie sistemy na zheleznodorozh-nom transporte - Information management systems for railway transport, 2003, no. 2, pp. 31-36.

3. Goncharov Yu. P. Peretvoriuvalna tehnlka. PIdruchnik Ch.2.[ Converter equipment]. Kharkiv. Folio Publ., 2000. 360 p.

4. Yoji Di et. IEGT Power Converters for the Shinkansen Traction Systems./T.IEE Japan, vol. 121-D, №3, 2001.- p 356-362.

5. Voronin P. A. Silovye poluprovodnikovye klyu-chi: semeystva, kharakteristiki, primenenie.[Power semiconductor keys: families, characteristics, application. Prod. 2]. Moscow. Dodeka-XXI Publ., 2005. 384 p.

6. Catt J., Chokhawala R., Pelly B. Primenenie 600-voltnyh moduley BTIZ v korpusah ADP-F-PAK i INT-PAK.[ Application the 600-V BTIZ modules in cases ADP-F-PAK and INT-PAK]. Silovye poluprovodnikovye pribory - Power semiconductor devices. Voronezh. 1995. pp. 509-544.

7. Bonomorskiy O., Voronin P., Kulakov V., Schepkin N. Issledovanie protsessov zapiraniya kom-binirovannyh tranzistorov [Research of the processes of locking combined transistors]. Silovaya elektronika -Power electronics. 2004, no. 2, pp. 27-30.

8. Lorenz L., Schulze G. Moscow. Impulsnye par-ametry novyh bystryh IGBT. [Impulse factors of the new fast IGBT]. Silovye IGBT-moduli: materialy po prime-neniiu - Power IGBT modules: materials on application. Moskow. Dodeka Publ., 1997. pp. 55-60.

9. Eupec. Technishe Information. Available at: http://eu.mouser.com/ProductDetail/Infineon-Technolo gjes/FZ600R65KF1/?qs=Phipx4kG5Fw6K831yQiKZA %3D%3D

10. Bliher A. Fizika silovyh bipolyarnyh i polevyh tranzistorov [Physics of power bipolar and field transistors]. Leningrad. Energoatomizdat Publ., 1986, 248 p.

11. Labuntsov V. A. Obuhov S. G., Sviridov A. F. Tiristory (Tekhnicheskiy spravochnik) [Thyristor (Technical reference book)]. Moscow. Energiya Publ., 1971, 560 p.

12. Panasenko M. V., Panasenko N. V., Khvorost V. Yu. Energosberigaiuchi sylnostrumovi vysokovoltni kliu-chi i fazni moduli na yih osnovi [Energy-saving high-current high-voltage keys and the phase modules based on them]. Elektronika i elektromekhanika - Electronics and elektromechaniks. 2007, no. 5, pp. 24-29.

13. Bulatov O. G., Lyschak P. S., Odyn S. V. Moschnye klyuchi na tiristorah, vyklyuchaemyh po tcepi upravleniya [Powerful keys on the thyristors which switched off on a chain of management:]. Elektrotekhnicheskaya promyshlennost - Electrical industry. 1988, issue 19, 48 p.

14. IGBT (Insulated gate bipolar transistor) bipolyarnyy

tranzistor s izolirovannym zatvorom [The bipolar transistor with the isolated lock]. Silovye IGBT-moduli: Materialy po primeneniyu - Power IGBT modules: Materials on application. Moscow. Dodeka Publ., 1987, pp. 38-45.

Внутренний рецензент Гетьман Г. К.

Внешний рецензент Андриенко П. Д.

Статья посвящена исследованию проблемы коммутационных потерь в IGBT-модулях. Показано, что основными препятствиями на пути дальнейшего увеличения частоты переключений IGBT являются значительная величина «хвостового тока» и динамических потерь включения и выключения. Обоснована возможность снижения величины «хвостового тока» и динамических потерь выключения за счет профилирования структуры полупроводникового прибора путем протонного облучения. Протонное облучение IGBT позволяет создать большую концентрацию дырок вблизи коллектора, оставляя остальную структуру кристалла без изменений. При этом потери выключения снижаются в 2 раза. Дальнейшее снижение динамических потерь становится возможным благодаря введению в силовую схему четырехквадрантного IGBT-ключа коммутирующего (снабберного) транзистора. Представленная структура позволяет разгрузить основные силовые транзисторы и уменьшить тем самым динамические потери выключения. Предварительная оценка показывает, что тепловая нагрузка на такой модуль снижается на 25% по сравнению со стандартными IGBT. Такие приборы могут быть использованы на дизель- и электропоездах нового поколения.

Ключевые слова: IGBT прибор, выключение, потери, схемотехника, энергоэффективность.

УДК 621.3.066

М. В. ПАНАСЕНКО (ЗТУ), Д. Ю. ШАПОВАЛОВ (ДНУЗТ), О. О. КРАСНОВ (ПВ1ЗТ)

Журнал Залiзничний транспорт Укра'ни, вул. I. Федорова, 39, м. Ки'в, 03038, тел.: 067-989-06-51, ел. пошта: [email protected]. ОЯС1Р: orcid.org/0000-0002-6567-2065

Днтропетровський нацюнальний ушверситет залiзничного транспорту iменi академка В. Лазаряна, кафедра «Електрорухомий склад залiзниць», вул. Лазаряна, 2, Днтропетровськ, Укра'на, 49010, тел.: 096-10304-97, ел. пошта: Рт^пу [email protected], ОЯСЮ: orcid.org/0000-0002-7024-628X

Проектно-вишукувальний шститут залiзничного транспорту ПАТ «Укрзалiзниця», Харювське вщдшення, вул. Червоноармшська, 7, м. Харюв, 61052, тел.: 066-330-83-46, ел. пошта: [email protected], ОЯСТР: orcid.org/0000-0002-7538-8965

ПРО МОЖЛИВ1СТЬ ЗНИЖЕННЯ ВТРАТ ЕНЕРГП ПРИ ВИМИКАНН1 ВИСОКОВОЛЬТНИХ IGBT-ПРИЛАДШ ТА ÏÏ СХЕМОТЕХН1ЧНА ЕНЕРГОЕФЕКТИВШСТЬ

Стаття присвячена дослщженню проблеми комутацшних втрат в модулях ЮБТ Показано, що основними перепонами на шляху подальшого збшьшення частот переключень ЮБТ е значш величини «хвостового струму» та динамiчних втрат вмикання та вимикання. ОбГрунтовано можливють зниження величин «хвостового струму» та динамiчних втрат при вимиканш за рахунок профшювання структури натвпровщнико-вого приладу шляхом протонного опромшення. Протонне опромшення дозволяе створити бшьшу концент-рашю дiрок поблизу колектора, залишаючи iншi частини структури кристалу без змш. При цьому динамiчнi втрати при вимкненш зменшуються у 2 рази. Подальше зниження рiвня динамiчних втрат е можливим за рахунок введення до силово''' схеми чотириквадрантного ЮБТ-ключа комутацiйного (снаберного) транзистора. Представлена структура дозволить розвантажити основы силовi транзистори i тим самим знизити динамiчнi втрати вимикання. Попередня оцшка показуе, що теплове навантаження на такий модуль е на 25% нижчим, шж на стандартний ЮБТ. У подальшому такi прибори можуть бути використаш на дизель- та електропо'здах нового поколiння.

Ключовi слова: ЮБТ прилад, вимикання, втрати, схемотехнiка, енергоефективнiсть.

Внутрiшнiй рецензент Гетьман Г. К. Зовшшнш рецензент Андрieнко П. Д.

UDC 621.3.066

M. V. PANASENKO (RTU), D. YU. SHAPOVALOV (DNURT), A. A. KRASNOV (DRIRT)

Journal Railway Transport of Ukraine, I. Fedorova Str., 39, Kyiv, 03038, tel.: 067-989-06-51, e-mail: [email protected], ORCID: orcid.org/0000-0002-6567-2065

Dnepropetrovsk National University of Railway Transport named after academician Lazaryana, Department of electric rolling stock of railways., str. Lazaryana, 2, Dnepropetrovsk, Ukraine, 49010, tel.: 096-103-04-97, e-mail: Dmitriy [email protected], ORCID: orcid.org/0000-0002-7024-628X

Design and Research Institute of Railway Transport of PJSC "Ukrzaliznytsia", Kharkov Department, Chervonoarmiyska Str., 7, Kharkiv, 61052, tel.: 066-330-83-46, e-mail: [email protected], ORCID: orcid.org/0000-0002-7538-8965

ABOUT A POSSIBILITY OF REDUCING LOSSES OF ENERGY AT SWITCHING OFF OF HIGH-VOLTAGE IGBT DEVICES AND ITS CIRCUITRY ENERGY EFFICIENCY

Article is devoted researching of a problem of switching losses in IGBT modules. It is shown that the main obstacles in a way of further increasing in frequency of switchings of IGBT are the considerable size of "tail current" and dynamic losses of inclusion and switching off. The possibility of decrease in size of "tail current" and dynamic losses of switching off due to profiling of structure of the semiconductor device by proton radiation is proved. Proton radiation of IGBT allows to create big concentration of holes near a collector, leaving other structure of a crystal without changes. At the same time losses of switching off decrease twice. Further decrease in dynamic losses becomes possible thanks to introduction to the power scheme of a four-quadrant IGBT key of the switching (snubber) transistor. The presented structure allows to unload the main power transistors and to reduce thereby dynamic losses of switching off. The preliminary estimate shows that thermal load of such module decreases by 25% in comparison with standard IGBT. Such devices can be used on the diesel- and electric trains of new generation.

Keywords: IGBT device, switching off, schematic, energy efficiency.

Internal reviewer Getman G. K. External reviewer Andrienko P. D.

Аннотация научной статьи по электротехнике, электронной технике, информационным технологиям, автор научной работы — Н В. Панасенко, Д Ю. Шаповалов, А А. Краснов

Похожие темы научных работ по электротехнике, электронной технике, информационным технологиям , автор научной работы — Н В. Панасенко, Д Ю. Шаповалов, А А. Краснов

ABOUT A POSSIBILITY OF REDUCING LOSSES OF ENERGY AT SWITCHING OFF OF HIGH-VOLTAGE IGBT DEVICES AND ITS CIRCUITRY ENERGY EFFICIENCY

Текст научной работы на тему «О возможности снижения потерь энергии при выключении высоковольтных IGBT-приборов и ее схемотехническая энергоэффективность»