CC BY
28
DOI: 10.18721/JCSTCS.12303 УДК 621.391.8
ПОВЫШЕНИЕ СПЕКТРАЛЬНОЙ ЭФФЕКТИВНОСТИ DVB-S2 ПУТЁМ ПРИМЕНЕНИЯ СИГНАЛОВ С УПРАВЛЯЕМОЙ ИНТЕРФЕРЕНЦИЕЙ И ФИНИТНЫМИ ИМПУЛЬСАМИ
Тан Хоанг Фыок Нгуен, А.Л. Гельгор
Санкт-Петербургский политехнический университет Петра Великого,
Санкт-Петербург, Российская Федерация
Рассмотрены постановка и решение оптимизационных задач синтеза импульса для многокомпонентных спектрально-эффективных сигналов с учетом заданной спектральной маски. Предложено решение для разных типов оптимизационных задач, включающих максимизацию свободного евклидова расстояния и минимизацию коэффициентов парциальной корреляции. Спектральная маска и другие параметры для помехоустойчивых кодеров LDPC и BCH взяты из стандарта DVB-S2. Разработана имитационная модель системы DVB-S2, в которой RRC-импульсы заменяются полученными финитными оптимальными импульсами для повышения спектральной эффективности системы. По результатам моделирования показано, что переход от RRC-импульсов к многокомпонентным оптимальным импульсам приводит к повышению спектральной эффективности на 10 % при энергетических потерях около 0,1 и 0,25 дБ для QPSK и 8PSK соответственно.
Ключевые слова: спектральная эффективность, сигнал с частичным откликом, оптимальный финитный импульс, многокомпонентные сигналы, DVB-S2.
Ссылка при цитировании: Нгуен Тан Хоанг Фыок, Гельгор А.Л. Повышение спектральной эффективности DVB-S2 путём применения сигналов с управляемой интерференцией и финитными импульсами // Научно-технические ведомости СПбГПУ. Информатика. Телекоммуникации. Управление. 2019. Т. 12. № 3. С. 37-47. DOI: 10.18721/JCSTCS.12303
IMPROVING SPECTRAL EFFICIENCY OF DVB-S2 BY USING SIGNALS WITH CONTROLLED INTERSYMBOL INTERFERENCE AND FINITE PULSES
Tan Hoang Phuoc Nguyen, A.L. Gelgor
Peter the Great St. Petersburg Polytechnic University, St. Petersburg, Russian Federation
This paper considers the formulation and solution of the optimization problems for pulse synthesis for multicomponent bandwidth-effective signals taking into account a given frequency mask. A solution is proposed for various types of optimization problems, including maximizing the free Euclidean distance and minimizing the partial correlation coefficients. The frequency mask and other parameters for error correcting LDPC and BCH encoders are taken from the DVB-S2 standard. A simulation model of the DVB-S2 system is proposed, in which RRC pulses are replaced by obtained finite optimal pulses to improve the bandwidth efficiency of the system. The simulation results show that the transition from RRC pulses to multicomponent optimal pulses leads to an increase of bandwidth efficiency by 10 %, but the system suffers the energy losses of about 0.1 and 0.25 dB for QPSK and 8PSK, respectively.
Keywords: bandwidth efficiency, partial response signaling, optimal finite pulses, multi-component signals, DVB-S2.
Citation: Nguyen Tan Hoang Phuoc, Gelgor A.L. Improving spectral efficiency of DVB-S2 by using signals with controlled intersymbol interference and finite pulses. St. Petersburg State Polytechnical University Journal. Computer Science. Telecommunications and Control Systems, 2019, Vol. 12, No. 3, Pp. 37—47. DOI: 10.18721/JCSTCS.12303
Введение
Одним из ключевых факторов, обусловливающих разработку новых телекоммуникационных систем, является повышение спектральной эффективности. Большинство действующих в настоящее время систем передачи информации используют ортогональные сигналы или, что то же самое, сигналы с полным откликом (Full Response Signaling), например, на основе RRC-импульсов (Root Raised Cosine, форма спектра одного из таких импульсов имеет вид корня из приподнятого косинуса) в случае одночастотных сигналов. Это обеспечивает отсутствие межсимвольной интерференции (МСИ) при приеме сигналов.
В [1—3] для одночастотных систем вместо сигналов с полным откликом предлагается использовать сигналы с частичным откликом (Partial Response Signaling). Возможны два подхода. Первый из них, обычно называемый «Быстрее, чем Найквист» (Faster than Nyquist — FTN), предусматривает увеличение модуляционной скорости при сохранении формы модуляционного импульса, при этом становится невозможным полное устранение МСИ при приеме сигналов. Второй подход, не имеющий особого названия, заключается в сохранении модуляционной скорости и в выборе специальных форм импульса, обеспечивающих высокую степень компактности спектра и одновременно также невозможность полного устранения МСИ при приеме. Заметим, что в обоих вариантах сигналов с частичным откликом добиваются повышения спектральной эффективности, определяемой как отношение скорости передачи информации к ширине занимаемой полосы частот. Сигналы FTN являются частным случаем сигналов с частичным откликом и, таким образом, разница
в названиях нужна лишь для конкретизации особенностей формирования сигналов. Для того чтобы подчеркнуть осознанность отказа от возможности устранения МСИ при приеме, сигналы с частичным откликом часто называют сигналами с управляемой интерференцией.
Из-за наличия управляемой МСИ для приема сигналов с частичным откликом требуются более сложные алгоритмы приема. Долгое время именно невозможность или крайне высокая сложность практической реализации таких алгоритмов была, по-видимому, основным сдерживающим фактором для широкого распространения сигналов с частичным откликом. Однако последние достижения в области электронных компонентов позволяют ожидать скорого начала применения спектрально-эффективных сигналов с управляемой МСИ в системах передачи информации.
В работах [4—6] представлены методы поиска оптимальных форм импульса, обеспечивающих максимальную компактность спектра сигналов с частичным откликом при фиксированных энергетических потерях. В качестве меры компактности спектра используется ширина полосы частот, содержащей заданную концентрацию мощности сигнала.
В [10, 11] для сигналов с частичным откликом предложен подход к синтезу оптимальных импульсов, при котором вместо вычисления полосы частот по тому или иному критерию используется спектральная маска для ограничения формы спектра в целом. Однако в силу особенностей постановки оптимизационной задачи отсутствует возможность учета спектральной маски в области /Т > 0,5, что фактически делает невозможным учет области внепо-лосных излучений спектральной маски.
В [7] рассмотрены многокомпонентные (МК) сигналы — вариант сигналов с частичным откликом, отличающийся применением финитных импульсов. Для таких сигналов поставлена и решена задача поиска оптимальных импульсов с учетом всей спектральной маски, т. е. теоретически для любых значений fT. На примере маски, взятой из стандарта DVB-S2 [8, 9], показана эффективность такого подхода.
В [12—14] продемонстрирована эффективность применения сигналов FTN для стандарта DVB-S2. Недостатком является необходимость применения крайне вычислительно-сложных алгоритмов демодуляции, в то время как, например, в [7] используются вычислительно-эффективные подоптимальные алгоритмы демодуляции.
В качестве метрики, определяющей помехоустойчивость приема, в работах [4—7] рассмотрено минимальное евклидово расстояние. Однако при таком подходе заданная помехоустойчивость гарантируется только асимптотически, т. е. при очень низких значениях вероятности битовой ошибки (BER, Bit Error Rate) на выходе демодулятора. Очевидно, что при использовании помехоустойчивого кодирования такой подход оказывается несостоятельным, т. к. демодулятор в таких условиях обычно работает в условиях низких отношений сигнал/шум.
В данной статье предлагаются новые критерии для задачи синтеза оптимальных импульсов, обеспечивающие лучшую помехоустойчивость в условиях наличия помехоустойчивого кодирования. Показано, что при использовании получаемых для таких критериев импульсов удается повысить спектральную эффективность системы DVB-S2 в целом, т. е. для всей сигнально-кодовой конструкции с учетом помехоустойчивого кодирования. При этом, как и в [7], в качестве ограничения спектра используется спектральная маска.
Постановка и решение оптимизационных задач синтеза импульса с учетом частотной маски
Многокомпонентные сигналы. В статье рассматриваются многокомпонентные сигналы [5, 6], т. е. сигналы с финитными
импульсами, длительность которых превосходит длительность T передачи одного символа канального алфавита в целое число раз L. При упоминании таких сигналов можно указывать конкретное число компонент, например, L-компонентные сигналы. В общем случае, с помощью МК-сигналов можно описывать многочастотные сигналы, например, сигналы OFDM и SEFDM [15—17]. Мы опишем одноча-стотные МК-сигналы. Удобство использования МК-сигналов заключается в том, что в каждой компоненте соседние импульсы не накладываются друг на друга и, таким образом, в каждой компоненте отсутствует МСИ. В целом, в сигнале имеется интерференция только между различными компонентами.
В системе DVB-S2 используются сигналы с амплитудно-фазовой модуляцией, построенные на основании нефинитных RRC-импульсов. Однако и такие сигналы можно представить как МК-сигналы. Для этого требуется усечь нефинитные RRC-импульсы по длительности по тому или иному критерию.
Можно показать [5], что форма энергетического спектра МК-сигналов определяется только формой импульса a(t):
17 2
G (f) =—\Fa (Lf )|2,
(1)
где Faf — спектр импульса a(t); L — число компонент; Z — характеристика формы сигнального созвездия.
В [5] в качестве одной из возможных мер управляемой интерференции предложено значение максимального коэффициента парциальной корреляции Partial Correlation (PC):
Max PC = max J|(1 / Ea) Ja(t)a(t - kT / L)dt j, (2)
где Ea — энергия импульса a(t).
Более часто используемой мерой уровня МСИ является свободное евклидово расстояние dfree [4]. Квадрат свободного евклидова расстояния вычисляется как минимум квадрата евклидова расстояния
между всеми возможными различными сигналами [7]:
4ее = ПИП {й2п }. (3)
Применению свободного евклидова расстояния в качестве меры МСИ свойственны два существенных недостатка. Во-первых, максимизация ¿Ьее гарантирует лучшую помехоустойчивость только асимптотически, т. е. при очень низких значениях ВЕК. Это значит, что в системах с помехоустойчивым кодированием, где демодулятор обычно работает в условиях достаточно высоких значений вероятности ошибки на выходе, использование свободного евклидова расстояния не будет оптимально по критерию минимума энергетических потерь. Во-вторых, для вычисления 4-гее требуется проверка огромного количества возможных комбинаций сигналов в ходе решения оптимизационной задачи. Например, для МК-сигналов в случае использования сигнального созвездия QPSK число комбинаций равно 2-3Ь — 1, следовательно, сделать точный расчет ¿Ьее при длине импульса Ь > 20 практически невозможно.
Постановка оптимизационных задач для многокомпонентных сигналов. В [5, 6] были найдены оптимальные импульсы для МК-сигналов для разных критериев оптимальности и разных дополнительных ограничений. Во всех случаях не рассматривалась конкретная система передачи информации и не учитывалось наличие помехоустойчивого кодирования.
В данной статье мы предлагаем рассмотреть два критерия оптимальности: максимизацию свободного евклидова расстояния и минимизацию максимальной парциальной корреляции. В обоих случаях вместо ограничения точечных характеристик спектра мы предлагаем использовать ограничение в форме спектральной маски аналогично тому, как это было сделано в [7]. Будем использовать спектральную маску БУВ^2 для значения коэффициента скругления р = 0,35 [8]. Дополнительно мы предлагаем использовать идею, предло-
женную в [11], для достижения потенциальной емкости используемой маски. Согласно [11], уменьшение разности между нормированным спектром сигнала G(f и спектральной маской Mask(f) позволяет увеличивать спектральную эффективность. Однако одновременно это приводит к энергетическим потерям. Мы будем контролировать разность спектра сигнала и спектральной маски путем введения соответствующего дополнительного ограничения в оптимизационных задачах, называемого «ограничение емкости».
Аналогично тому, как это делалось в [5, 6], мы снова вместо поиска оптимального импульса a(t) будем выполнять поиск коэффициентов его разложения в усеченный ряд Фурье:
а<()=у + ¿ (ckcos(tkt)+Sk sin(Tkt]} (4)
где (2K — 1) — количество коэффициентов разложения. Все характеристики МК-сигналов можно выразить через коэффициенты разложения ck и sk [7].
По-видимому, невозможно установить ограничение значений спектра сигнала для непрерывного диапазона частот, поэтому мы будем выбирать достаточно большое число Nf точек, расположенных равномерно на частотном интервале 0 < fT< 6, в которых будем проверять выполнение ограничения спектральной маски:
G(fiT) <Mask(xfiT), i = 0,1, ..., Nf -1, (5)
где Mask(f) — непрерывная функция спектральной маски, описанная в стандарте DVB-S2.
Для повышения спектральной эффективности предлагается уменьшить длительность тактового интервала, определенную стандартом, т. е. перейти от значения T к значению т T, где 0 < т < 1, и при этом уместить спектр сигналов в исходную спектральную маску. С точки зрения постановки и решения оптимизационной задачи удобно значение тактового интервала оставить равным T, поэтому
в качестве ограничений спектра необходимо использовать не исходную маску, а маску, сжатую в 1/т раз.
Ограничение емкости, связанное с разностью между маской и спектром сигнала, можно описать следующим образом:
^МазкЩТ)-ЯЦдеР, I = 0,1,..., -1, (6)
Л
где константа Р может варьироваться при решении оптимизационной задачи.
Оценка помехоустойчивости полученных сигналов. Мы использовали следующие значения параметров оптимизационных задач: длительность импульса Ь = 8 и сигнальное созвездие РР8К или Ь = 4 и сигнальное созвездие 8Р8К, количество коэффициентов разложения в усеченный ряд Фурье К = 30, значение коэффициента сжатия спектральной маски т = 0,9 (что соответствует выигрышу 10 % в спектральной эффективности). Полученные нелинейные оптимизационные задачи с нелинейными ограничениями решены с использованием функции ВшМшах в МЛТЬЛБ.
Проанализируем результаты решения для случая Ь = 8 и сигнального созвездия РР8К. Всего было получено четыре разных импульса. Импульс 1 и импульс 2 являются решениями задачи максимизации свободного евклидова расстояния при наличии ограничения емкости и при отсутствии ограничения емкости соответственно. Для этих импульсов й2&ее = 2, что потенциально (в случае малых значений ББЯ) соответствует приему сигналов без энергетических потерь. Импульс 3 и импульс 4 являются решением задачи максимизации модуля коэффициентов парциальной корреляции при наличии ограничения емкости и при отсутствии ограничения емкости соответственно. Из-за ограничения емкости импульс 3 имеет значение МахРС меньше аналогичного значения для импульса 4: МахРС для импульсов 3 и 4 равны 0,15 и 0,06 соответственно. Заметим, что минимально возможное значение МахРС равно нулю и соответствует сигналам с полным откликом. На рис. 1 показан сам импульс 4, его спектр, т. е. спектр МК-сигнала, и сжатая спектральная маска.
Gf дБ 0
—20
—40
—60
1
0,5 0
a(t)
/N
/ г # г
/ N
ч / Lt/T
—4 —2 0
Шшшш
2
ЛАЛЛАЛЛ
4
0 1 2 3 4 5 6 7 fT
Рис. 1. Импульс 4, его спектр и сжатая спектральная маска (_) — спектр сигнала; (.......) — спектральная маска
Fig. 1. Impulse 4, its spectrum and compressed spectral mask
0 2 4 6 E/(No) дБ
0,06
0,055
0,05
0,045
1,3 1,4 1,5 1,6 1,7 1,8 1,9 E/(N0) дБ
Рис. 2. Кривые помехоустойчивости для QPSK с полученными оптимальными импульсами Fig. 2. Immunity curves for QPSK with optimal pulses obtained
8
Для оценки помехоустойчивости полученных импульсов использовано имитационное моделирование со следующими параметрами: сигнальное созвездие QPSK, канал с АБГШ, сигналы передавались кадрами по 64 800 бит без помехоустойчивого кодирования, для приема взят демодулятор на основе алгоритма ВСЖ (можно также использовать подоптимальные версии [18—21]).
Как следует из анализа рис. 2 а, в первом приближении все импульсы имеют почти одинаковую помехоустойчивость, и все кривые близки к теоретической кривой для приема сигналов с QPSK. Однако из рис. 2 б видно, что в области низких значений Еь/Щ импульс 4 является наилучшим, т. к. на уровне ВЕК = 0,05 его энергетические потери составляют лишь около 0,07 дБ, в то время как, например, для импульса 2 они достигают 0,52 дБ. Аналогичные результаты были получены для случая Ь = 4 и сигнального созвездия 8PSK.
В стандарте БУВ^2 благодаря внешнему кодированию кодом ВСН и внутреннему кодированию кодом LDPC демодулятор может работать в области очень низких отношений сигнал/шум:
от —6 до 4 дБ. Таким образом, применение импульса 4 обеспечит лучшие результаты.
Имитационная модель модифицированной системы БУБ-82
В системе DVB-S2 определен большой набор комбинаций типов сигнального созвездия (QPSK, 8PSK, 16APSK, 32APSK), кодирования с исправлением ошибок (ВСН, LDPC) и других опций для обеспечения функционирования с заданным качеством в различных областях применения от широковещательных до интерактивных и профессиональных услуг. Для широковещательных приложений обычно рекомендуется использовать сигнальные созвездия QPSK и 8PSK с длиной кодового слова LDPC кода, равной 64 800 бит. В качестве формирующих фильтров используются ККС-фильтры (т. е. с импульсной характеристикой вида ККС-импульса) с различными коэффициентами скругления. Мы предлагаем заменить ККС-фильтры на фильтры с импульсной характеристикой, полученной путем решения оптимизационной задачи (например, импульс 4) и добиться тем самым повышения спектральной эффективности с минимальными энергетическими потерями.
LDPC и BCH Кодеры Перемежитель Модулятор Форм. фильтр
LDPC и BCH Деперемежитель LLRs
Декодеры к— Вычисление
BCJR Демодулятор
BCJR Демодулятор
АБГШ
Re{}
Im{}
Рис. 3. Имитационная модель модифицированной системы DVB-S2 при использовании оптимальных импульсов
Fig. 3. Simulation model of a modified DVB-S2 system using optimal pulses
На рис. 3 представлена упрощенная имитационная модель модифицированной системы DVB-S2. В блоке формирующего фильтра RRC-импульсы заменяются финитными оптимальными импульсами. Демодулятор BCJR заменяет согласованный фильтр и демодулятор, которые используются в традиционной схеме. Мягкие решения о принятых битах, полученные на выходе демодулятора BCJR, отправляются в деперемежитель, а затем в декодеры LDPC и BCH.
Для оценки эффективности предлагаемого подхода результаты моделирования будут представлены в плоскости спектральной эффективности pF и удельных энергетических затрат Eb/N0. Под значением Eb/N0 мы понимаем отношение энергии Eb, приходящейся на передачу одного информационного бита, к односторонней спектральной плотности средней мощности аддитивного белого гауссовского шума N0, требуемое для получения значения пакетной ошибки PER = 5х10—4 (Packet Error Rate — PER). Спектральная эффективность РF вычисляется следующим образом:
Pf = (*Code*Mod )/W (7)
где ^eode является суммарной кодовой скоростью кодов LDPC и BCH; RMod равно двум для QPSK и равно трем для 8PSK; занимаемая полоса W вычисляется как
(1 + Р) /т.
Обсуждение результатов
Результаты моделирования получены методом Монте-Карло в МЛТЬЛБ для двух типов импульсов — ИЯС-импульса и оптимального импульса; сигнальное созвездие QPSK и 8Р8К; кодовые скорости ЬБРС от 1/4 до 9/10. Для получения достоверных результатов расчет оценки вероятности ошибки в каждой точке кривой помехоустойчивости проводился до тех пор, пока не накопили тысячу ошибочных пакетов и тысячу ошибочных бит.
На рис. 4 каждая точка соответствует одной кодовой скорости ЬБРС. Слева направо для QPSK используются кодовые скорости [1/4 1/3 2/5 1/2 3/5 2/3 3/4 4/5 5/6 8/9 9/10]; для 8PSK — кодовые скорости [3/5 2/3 3/4 5/6 8/9 9/10]. При использовании оптимального импульса 4 спектральная эффективность увеличивается на 10 % для каждой кодовой скорости, энергетические потери по сравнению с ККС-импульсами составляют до 0,1 дБ для QPSK и до 0,25 дБ для 8PSK. Вместе это означает, что кривые для импульса 4 находятся выше и правее, чем кривые для ККС-импульса. Больший энергетический проигрыш для случая 8PSK, по-видимому, объясняется тем, что импульс, используемый для 8PSK, короче (Ь = 4), чем импульс, используемый для QPSK. То есть в случае 8PSK уровень МСИ оказывается больше.
ßF (бит/с/Гц)
Рис. 4. Эффективность системы DVB-S2 при использовании RRC-импульса и оптимального финитного импульса
(.........) — граница Шеннона; (—i—) — QPSK, RRC-импульс; (- -#- ■) — QPSK, МК оптимальный
импульс; (—©—) — 8 PS К, RRC-импульс; (- -и- ■) — 8PSK, МК оптимальный импульс
Fig. 4. DVB-S2 System Efficiency Using RRC Pulse and Optimal Compact Pulse
При сравнении результатов, полученных для оптимальных импульсов, с результатами, полученными для традиционных ЯЯС-импульсов, видно, что, например, при р^ = 1 оптимальные импульсы обеспечивают выигрыш в удельных энергетических затратах 0,36 дБ, при р^ = 2 выигрыш составляет 1,3 дБ.
Выводы
Рассмотрены постановка и решение задачи поиска оптимальных финитных импульсов для повышения спектральной эффективности системы цифрового спутникового вещания БУБ-82. Показано, что лучшие результаты удается достигнуть при использовании в качестве критерия опти-
мальности минимизации максимального коэффициента парциальной корреляции. Традиционный подход, связанный с максимизацией свободного евклидова расстояния, показывает худшие результаты. В качестве дополнительного ограничения используется спектральная маска БУБ-82 и требование минимизации отклонения спектра сигналов от спектральной маски. Показано, что при использовании полученных импульсов в системе БУБ-82 можно снизить удельные энергетические затраты на величину до 1,3 дБ при сохранении спектральной эффективности, либо повысить спектральную эффективность на 10 % при энергетических потерях до 0,25 дБ.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Livens D., Georghiades C.N. Exploiting fast-er-than-Nyquist signaling // IEEE Transactions on Communications. 2003. Vol. 51. Iss. 9. Pp. 1502—1511.
2. Fan J., Gou S. Faster-than-Nyquist signaling: An overview // IEEE Access. 2017. Vol. 5. Pp. 1925—1940 // URL: https://ieeexplore.ieee.org /document/7845669
3. Anderson J.B., Rusek F., Owall V. Faster than Nyquist signaling // Proc. of the IEEE. 2013. Vol. 101. Iss. 8. Pp. 1817—1830.
4. Said A., Anderson J.B. Bandwidth-efficient coded modulation with optimized linear partial-response signals // IEEE Trans. Inform. Theory. 1998. Pp. 701—713, 1998.
5. Гельгор А.Л., Горлов А.И., Попов Е.А. Преодоление «барьера» Найквиста при использовании одночастотных неортогональных многокомпонентных сигналов // Радиотехника. 2015. № 1. С. 32—48.
6. Гельгор А.Л., Горлов А.И., Нгуен Ван Фе. Использование оптимальных финитных импульсов как способ наилучшего введения управляемой межсимвольной интерференции // Радиотехника. 2016. № 12. С. 112—120.
7. Гельгор А.Л., Нгуен Тан Хоанг Фыок. Синтез спектрально-эффективных сигналов при наличии ограничения в виде спектральной маски // Радиотехника. 2018. № 12. С. 45—53.
8. ETSI EN 302 307-1 v1.4.1 (2014-11): Digital Video Broadcasting (DVB); Second generation framing structure, channel coding and modulation systems for Broadcasting, Interactive Services, News Gathering and other broadband satellite applications; Part 1: DVB-S2 // URL: https://www. etsi.org/deliver/etsi_en/302300_302399/30230701/0 1.04.01_60/en_30230701v010401p.pdf
9. Draft ETSI EN 302 307-2 v1.1.1 (2014-10): Digital Video Broadcasting (DVB); Second generation framing structure, channel coding and modulation systems for Broadcasting, Interactive Services, News Gathering and other broadband satellite applications; Part 2: DVB-S2 Extensions (DVB-S2X) // URL: https://www.etsi.org/deliver/etsi_en/302300_3 02399/30230702/01.01.01_20/en_30230702v010101a.pdf
10. Davidson T.N., Zhi-Quan Lu, Wong K.M. Orthogonal pulse shape design via semidefinite programming // IEEE Trans. on Signal Processing. 2000. Vol. 48. Pp. 1433—1445.
11. Shan Wen, Guanghui Liu. Optimal precod-ing based spectrum compression for faster-than-Nyquist signaling // 2018 IEEE Internat. Symp.
Статья поступила в редакцию 05.08.2019.
on Broadband Multimedia Systems and Broadcasting. 2018. Pp. 1-5.
12. Kim P., Oh D.-G. Receiver architecture for FTN signaling transmission in DVB-S2 // 2015 IEEE 82nd Vehicular Technology Conf. (VTC2015-Fall). 2015. Pp. 1-5.
13. Kwon H., Baek M.-S., Yun J., Lim H., Hur N. Design and performance evaluation of DVB-S2 system with FTN signaling // Proc. Int. Conf. Inf. Commun. Technol. Converg. 2016. Pp. 1210-1212.
14. Kim Y.J.D., Bajcsy J., Vargas D. Faster-than-Nyquist broadcasting in Gaussian channels: achievable rate regions and coding // Trans. Commun. 2016. Vol. 64. No. 3. Pp. 1016-1030.
15. Zavjalov S., Volvenko S., Makarov S. A method for increasing the spectral and energy efficiency SEFDM signals // IEEE Communications Letters. 2016. Vol. 20. Iss. 12. Pp. 2382-2385.
16. Zavjalov S., Volvenko S., Makarov S. Duration of nonorthogonal multifrequency signals in the presence of controlled intersymbol interference // Proc. 7th Int. Congr. Ultra Modern Telecom-mun. Control Syst. Workshops. 2015. Pp. 49-52.
17. Gelgor A., Gorlov A., Nguyen V.P. Performance analysis of SEFDM with optimal subcarriers spectrum shapes // 2017 IEEE Internat. Black Sea Conf. on Communications and Networking. 2017. Pp. 1-5.
18. Bahl L.R., et al. Optimal decoding of linear codes for minimizing symbol rate // IEEE Trans. Inform. Theory. 1974. Vol. IT-20. Pp. 284-287.
19. Balachandran K., Anderson J.B. Reduced complexity sequence detection for nonminimum phase intersymbol interference channels // IEEE Trans. Inform. Theory. 1997. Рр. 275-280.
20. Haifeng Y., Ming-Wei Wu. A modification of the BCJR algorithm over the flat fading channel and its application to turbo decoding // Proc. Int. Conf. IEEE/CIC. 2017 // URL: https://ieeexplor e.ieee.org/document/8330429
21. Jorge A., Benjamin J. A BCJR-based turbo equalizer for multicarrier time-varying fading channels // Proc. Int. Conf. CISS (IEEE). 2017 // URL: https://ieeexplore.ieee.org/document/7926130
22. Nguyen V.P., Gelgor A., Gorlov A. An intentional introduction of ISI combined with signal constellation size increase for extra gain in bandwidth efficiency // Internet of Things, Smart Spaces, and Next Generation Networks and Systems. Springer, 2017. Pp. 644-652.
REFERENCES
1. Livens D., Georghiades C.N. Exploiting faster-than-Nyquist signaling. IEEE Transactions on Communications, 2003, Vol. 51, Iss. 9, Pp. 1502-1511.
2. Fan J., Gou S. Faster-than-Nyquist signaling: An overview. IEEE Access, 2017, Vol. 5, Pp. 1925— 1940. Available: https://ieeexplore.ieee.org/document/? 845669
3. Anderson J.B., Rusek F., Owall V. Faster than Nyquist signaling. Proceedings of the IEEE, 2013, Vol. 101, Iss. 8, Pp. 1817—1830.
4. Said A., Anderson J.B. Bandwidth-efficient coded modulation with optimized linear partial-response signals. IEEE Trans. Inform. Theory, 1998, Pp. 701—713.
5. Gelgor A.L., Gorlov A.I., Popov E.A. Exceeding the «nyquist barrier» by single-carrier nonorthogonal multicomponent signals. Radiotekhnika, 2015, No. 1, Pp. 32—48.
6. Gelgor A.L., Gorlov A.I., Nguyen Van Fe. Optimal finite pulses as the best way to introduce intersymbol interference. Radiotekhnika, 2016, No. 12, Pp. 112—120.
7. Gelgor A.L. Nguyen Tan Khoang Fyok. Sintez spektralno-effektivnykh signalov pri nalichii ogranicheniya v vide spektralnoy maski [New pulses for bandwidth-efficient modulation optimized for spectrum mask]. Radiotekhnika, 2018, No. 12, Pp. 45—53.
8. ETSI EN 302 307-1 v1.4.1 (2014-11): Digital Video Broadcasting (DVB); Second genera-tion framing structure, channel coding and modulation systems for Broadcasting, Interactive Services, News Gathering and other broadband satellite applications; Part 1: DVB-S2. Available: https://www. etsi. org/deliver/etsi_en/3023 00_302399/30230?01/01.04.01_60/en_30230?01v0 10401p.pdf
9. Draft ETSI EN 302 307-2 v1.1.1 (2014-10): Digital Video Broadcasting (DVB); Second generation framing structure, channel coding and modulation systems for Broadcasting, Interactive Services, News Gathering and other broadband satellite applications; Part 2: DVB-S2 Extensions (DVB-S2X). Available: https://www.etsi.org/deliver/ etsi_en/302300_302399/30230?02/01.01.01_20/en_3 0230702v010101a.pdf
10. Davidson T.N., Zhi-Quan Lu, Wong K.M. Orthogonal pulse shape design via semidefinite programming. IEEE Trans. on Signal Processing, 2000, Vol. 48, Pp. 1433—1445.
11. Shan Wen, Guanghui Liu. Optimal precoding based spectrum compression for faster-than-nyquist signaling. 2018 IEEE International Symposium on Broadband Multimedia Systems and Broadcasting, 2018, Pp. 1—5.
12. Kim P., Oh D.-G. Receiver architecture for FTN signaling transmission in DVB-S2. 2015 IEEE 82nd Vehicular Technology Conference, Pp. 1—5.
13. Kwon H., Baek M.-S., Yun J., Lim H.,
Hur N. Design and performance evaluation of DVB-S2 system with FTN signaling. Proceedings International Conference Inf. Commun. Technol. Converg, 2016, Pp. 1210—1212.
14. Kim Y.J.D., Bajcsy J., Vargas D. Faster-than-Nyquist broadcasting in Gaussian channels: achievable rate regions and coding. Trans. Commun, 2016, Vol. 64, No. 3, Pp. 1016—1030.
15. Zavjalov S., Volvenko S., Makarov S. A method for increasing the spectral and energy efficiency SEFDM signals. IEEE Communications Letters, 2016, Vol. 20, Iss. 12, Pp. 2382—2385.
16. Zavjalov S., Volvenko S., Makarov S. Duration of nonorthogonal multifrequency signals in the presence of controlled intersymbol interference. Proceedings ?th International Conference Ultra Modern Telecommun. Control Syst. Workshops, 2015, Pp. 49—52.
17. Gelgor A., Gorlov A., Nguyen V.P. Performance analysis of SEFDM with optimal subcarriers spectrum shapes. 201? IEEE International Black Sea Conference on Communications and Networking, 2017, Pp. 1—5.
18. Bahl L.R., et al. Optimal decoding of linear codes for minimizing symbol rate. IEEE Trans. Inform. Theory, 1974, Vol. IT-20, Pp. 284—287.
19. Balachandran K., Anderson J.B. Reduced complexity sequence detection for nonminimum phase intersymbol interference channels. IEEE Trans. Inform. Theory, 1997, Pp. 275—280.
20. Haifeng Y., Ming-Wei Wu. A modification of the BCJR algorithm over the flat fading channel and its application to turbo decoding. Proceedings International Conference IEEE/CIC, 2017. Available: https://ieeexplore. ieee. org/document/8330429
21. Jorge A., Benjamin J. A BCJR-based turbo equalizer for multicarrier time-varying fading channels. Proceedings International Conference CISS (IEEE), 2017. Available: https://ieeexplore.ieee.org/ document/?926130
22. Nguyen V.P., Gelgor A., Gorlov A. An
intentional introduction of ISI combined with signal constellation size increase for extra gain in
Received 05.08.2019.
bandwidth efficiency. Internet of Things, Smart Spaces, and Next Generation Networks and Systems. Springer, 2017, Pp. 644-652.
СВЕДЕНИЯ ОБ АВТОРАХ / THE AUTHORS
НГУЕН Тан Хоанг Фыок NGUYEN Tan Hoang Phuoc
E-mail: [email protected]
ГЕЛЬГОР Александр Леонидович GELGOR Aleksandr L.
E-mail: [email protected]
© Санкт-Петербyргский политехнический yниверситет Петра Великого, 2G19
