Потери мощности в инверторах с однополярной и двуполярной широтно-импульсной модуляцией Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

4. Богомолов В. С. Судовые электроэнергетические установки подчиненного управления. /Ред. С. А. -Горбунова; Калининград: Кн. изд-во. 1996. - 240 с.

5. Дворак В. Н. Стабилизация динамических характеристик автоматизированного дизель-генераторного агрегата // Матерiапи мiжнародноí науково-техычно'Т конференци «Електротехшка i електромехашка ЕТЕМ-2005». - МиколаТв, 2005. - С. 16-21.

6. Болотин Б. И., Вайнер В. Л. Инженерные методы расчетов устойчивости судовых автоматизированных систем. - Л.: Судостроение, 1974. - 332 с.

7. Дворак В. Н. К расчету реакции САУ скользящего режима дизель-генераторного агрегата на внезапное изменение нагрузки и возбуждения // Рыбное хозяйство Украины.- 2006. -№7. - С. 7-8.

Поступила в редакцию 27.10.06 г.

После доработки 28.02.07г.

В умовах паралельно! роботи валогенератора з генераторами судовоГ електростанцИ' шляхом ви-користання регулятора ковзного режиму, що функцюнуе разом з фази-регулятором, виршена задача зменшення коливань частоти обертання й кута навантаження валогенератора.

The parallel work of shaft-generator with generators of ship power station using the sliding mode regulator that functions together with a fuzzy-regulator, the problem of reduction of rotation frequency fluctuations and of shaft-generator loading corner is solved.

УДК 621.314.5

В. В. Семенов, Г. Н. Стрункин, С. А. Попов

Потери мощности в инверторах с однополярной и двуполярной широтно-импульсной модуляцией

В статье рассмотрена задача расчета мощности динамических потерь в силовых полупроводниковых приборах инверторов с одно- и двуполярной ШИМ. Приведены зависимости полных потерь мощности потерь в ключах от несущей частоты и рабочего напряжения.

Как известно, серьезным недостатком преобразователей частоты на базе автономных инверторов напряжения (АИН) с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) является снижение их коэффициента полезного действия (КПД) с ростом несущей частоты, связанное с ростом потерь при коммутации силовых приборов. Одно из возможных решений проблемы заключается в применении схем многоуровневых инверторов, позволяющих уменьшить напряжения, прикладываемые к силовым приборам. В этой связи особый интерес вызывает схема трехуровневого АИН [1], позволяющая формировать однофазное напряжение методом однополярной широтно-импульсной модуляции (ОШИМ). Достоинством этой схемы является и то обстоятельство, что к силовым приборам прикладывается напряжение, вдвое меньшее, чем в классической схеме, формирующей двуполярную ШИМ (ДШИМ). Однако, увеличение количества силовых приборов, включенных в контуре тока нагрузки, приводит к росту мощности статических потерь [2]. Вопрос оценки мощности динамических потерь, а также полных потерь в ключах трехуровневого инвертора в современной литературе освещен недостаточно. Данная статья посвящена оценке динамических потерь в силовых приборах однофазных инверторов напряжения с ОШИМ и ДШИМ при жесткой коммутации, а также сравнению полных потерь в этих схемах.

Схемы однофазных инверторов напряжения с ДШИМ и ОШИМ приведены на рис. 1. Работа схем до-

статочно подробно рассмотрена в [1-3]. Будем считать, что устройства формирования траектории переключения приборов (снабберы) не используются, и силовые приборы работают в режиме так называемой «жесткой» коммутации. Такой режим происходит, например, в преобразователях небольшой мощности при использовании интеллектуальных модулей на основе ЮБТ, в которых подключение снабберов затруднено.

Для оценки коммутационных потерь в транзисторах инвертора рассмотрим более детально процессы при их включении и выключении. Предположим, что при включении транзистора ток коллектора нарастает по линейному закону [4]:

t

(1)

где 1т - ток, протекающий через транзистор, /вкл -время включения транзистора.

При жесткой коммутации, как показано на рис. 2, а, напряжение между коллектором и эмиттером транзистора при нарастании коллекторного тока остается постоянным и мгновенно спадает лишь после того, как происходит восстановление сопротивления обратного диода. С учетом этого процессы при включении можно разбить на два интервала. На первом (от нуля до

/) протекает линейно изменяющийся ток при пол-

© В. В. Семенов, Г. Н. Стрункин, С. А. Попов 2007 р.

вкл

а)

а напряжение между коллектором и эмиттером мгновенно нарастает, как показано на рис. 2, б. Тогда энергию потерь при выключении ^ определим как:

W = UI

выкл i m

1 --

tB

dt =

ImU 2

(4)

где /выкл - время выключения.

При использовании IGBT в качестве ключей, приходится учитывать влияние так называемого «токового хвоста» - спада тока коллектора вследствие рассасывания не основных носителей заряда (разряд диффузионной емкости коллекторного перехода). Известно, что заряд диффузионной емкости пропорционален протекающему току В статье [5] представлена эмпирическая зависимость заряда Qtail от тока для приборов на средние мощности:

Qtall * 3 • 10 Im

(5)

с учетом чего находится энергия потерь «токового хво-

ста»

W

tail'

Wtal = QtaiU * 3 • 10

-7

ImU ■

(6)

Для расчета коммутационных потерь диодов достаточно учесть лишь энергию выключения [4] (процесс выключения диода показан на рис. 2, в):

Рис. 1. Упрощенные электрические схемы инверторов: а) АИН с ДШИМ; б) АИН с ОШИМ

ном напряжении. На втором (от /вкл до 1ГГ /2) ток коллектора транзистора равен сумме тока нагрузки и обратного тока диода. Предположим, что диод закроется

в момент времени /2, а, значит, через транзистор

должен пройти заряд Qrr/2, где и Qrr - соответственно время и заряд обратного восстановления диода. Тогда энергию потерь при включении можно вычислить по уравнению:

W

1

VD = 2QrrU ■

(7)

При различных видах ШИМ и активно-индуктивной нагрузке амплитуда импульсов тока через прибор изменяется по синусоидальному закону. В схеме инвертора с ДШИМ транзисторы и диоды проводят ток в течение половины периода, а среднее значение коллекторного тока транзистора и анодного тока диода определяется соотношением:

1 п

I =- f Im sin

ср 2п J п ■

(8)

W =

вкл

\UIrn

t -dt + U \ Imtrr + Qr'

Для диодов средний заряд обратного восстановления, который пропорционален протекающему току, находится аналогично:

= — ( Q )

= 2 • ^mtвкл + Imtrr + Qrr> ,

(2)

где и - напряжение на транзисторе в закрытом состоянии.

Аналогично, в процессе выключения можно предположить, что ток коллектора линейно спадает:

(3)

I = I 11 —

т ml

п

Q = — f Q sin M3= Q

^rrcp 2п J ^rr п

(9)

Для инвертора с ОШИМ можно учесть коммутационные потери только транзисторов УТ1, УТ4, так как остальные транзисторы часть периода проводят ток непрерывно, а оставшуюся часть работают при нулевом напряжении, что дает право пренебречь их коммутационными потерями. Кроме того, следует еще раз отметить, что все полупроводниковые приборы в трехуровневом

АИН работают при половинном напряжении ЕЛ /2.

t

t

выкл

2

t

вкл

t

выкл

26

ISSN 1607-6761

«Електротехшка та електроенергетика» №1, 2007

Тогда для инвертора с ДШИМ будем иметь:

t EKjI

а)

в)

Рис. 2. Временые диаграммы: а) включения транзистора; б) выключения транзистора; в) включения диода

Таким образом, среднее значение коллекторного тока транзисторов рассчитывается в виде:

1п-ф I

Iср = J Im Sln^ = 2П ' + C0S^

0

(10)

где ф - угол между первой гармоникои выходного напряжения и током нагрузки.

Средние заряды для диодов У05, У06 можно определить по формуле (9), а для диодов У01-У04 - из соотношения:

Qrrcp = 2nîQrr sln= ' (1 - cosф) .

0

(11)

В любой схеме мощность динамических потерь, которая пропорциональна полной энергии коммутации и частоте переключения, можно определить по формуле:

Рдин = ^ ■ /и , (12)

где ^ - суммарная энергия коммутации, равная сумме энергий включения, выключения и энергии «хвоста»; /и - несущая частота.

P

ДШИМ

Дин

= U • [L + /выкл + trr + 1,5 • 10-7 )• Im + 2Qrr ]- /и ;(1 3) п

и, соответственно, для инвертора с ОШИМ:

Рд™ = wzb + • L + ^выкл + trr +1,5 • 10-7 )■ Im +

2п

"(5 - C0Sф)^ Qrr ]• fH

(14)

Параме"фЫ /вкл , ^кл , Q

, t можно найти в

rr rr

справочных материалах фирм-производителей полупроводниковых приборов.

Другой важной составляющей потерь в ключах являются статические потери. Их значение можно вычислить по формулам, приведенным в работе [2]. На рис. 3, а представлены результаты мощности полных потерь расчета от несущей частоты для АИН с ДШИМ и АИН с ОШИМ, отнесенных к мощности нагрузки при рабочем напряжении 300 В, выполненные для приборов фирмы International rectifier [6]. Аналогичные зависимости, рассчитанные для напряжения 600 В, показаны на рис. 3, б. Представленные зависимости показывают, что с рос-

0.01

0.005

МШ с Д1 АИН с О] тгим НИМ

* * *

^н = Гц

5000 110 1J10

а)

0.01

0.005

Р/Рн АИН с Д1 АИН с О] НИМ ним

/ / '

5000 1*104 1.S104

б)

Рис. 3. Зависимость мощности потерь в инверторах от несущей частоты: а)при напряжении 300 В; б) при напряжении 600 В.

том несущей частоты динамические потери мощности увеличиваются. При низких частотах, когда преобладают статические потери мощности, полные потери в АИН с ОШИМ становятся больше. При повышении напряжения и несущей частоты начинают преобладать динамические потери мощности. В этом случае полные потери становятся больше в АИН с ДШИМ.

На рис. 4 показана зависимость полных потерь мощности от выходного напряжения инверторов (при использовании ЮВТ с рабочим напряжением до 1200 В при несущей частоте 10 кГц). График иллюстрирует возможную область применения инверторов по рабочему напряжению, ориентировочно позволяя произвести выбор схемы, исходя из мощности полных потерь в ключах.

\ LH 1 - АИН с ДШИМ

\ - АИН с ОШИМ

's

""и,В

0 500 1000 1500

Рис. 4. Зависимость мощности потерь в инверторах от рабочего напряжения

С использованием предложенных выражений и данных из [6] были рассчитаны полные потери мощности в силовых полупроводниковых приборах инверторов напряжения мощностью 2,5 кВт при напряжении 220 В и 600 В (ф = 0,8, коэффициент модуляции М = 0,9).

Вывод

1. При низких значениях рабочих напряжений (до 400-500 В) и частотах (до 10 кГц), независимо от типа применяемых ЮВТ (Б, Р, и, К или W), полная мощность потерь в АИН с ДШИМ меньше, чем в АИН с ОШИМ, что говорит о целесообразности применения первой схемы.

2. При использовании недорогих транзисторов (типа Б), в АИН с ДШИМ невозможно использовать частоты модуляции выше 2-3 кГц, так как это может привести к завышенным массогабаритным показателям выходного фильтра [1]. В трехуровневом инверторе, благодаря

меньшим коммутационным потерям схемы, удается повысить рабочую частоту до 4-5 кГц для этого типа приборов (что оказывается предпочтительнее, чем использование высоковольтных приборов типа F, U, K или W в АИН с ДШИМ).

3. При повышении рабочего напряжения (свыше 500 В) на практике предпочтительнее оказывается переход к инвертору с ОШИМ, так как из-за его низких динамических потерь суммарные потери в инверторе оказываются меньшими, чем у АИН с ДШИМ. В пользу этой схемы в данном случае свидетельствует и то обстоятельство, что, используя низковольтные транзисторы с меньшей стоимостью, возможно получение более благоприятного спектра выходного напряжения.

4. Важно заметить, что при использовании относительно менее быстродействующих приборов с меньшим прямым падением напряжения, в АИН с ОШИМ наблюдается определенная компенсация повышенных статических потерь в сравнении с двухуровневой схемой, для которой требуется применение высоковольтных транзисторов (у которых прямое падение напряжения больше).

5. В целом трехуровневая схема позволяет увеличить рабочую частоту для всех типов транзисторов примерно в 1,5 раза по сравнению с АИН с ДШИМ.

Перечень ссылок

1. Зиновьев Г С. Основы силовой электроники: Учеб. пособие. - Новосибирск: Изд-во НГГУ, 2004. - 672 с.

2. Переверзев А. В., Семенов В. В., Стрункин Г. Н. Расчет рабочих режимов силовых приборов в полумостовой схеме инвертора напряжения с одно-полярной ШИМ // Електротехшка та електроенер-гетика. - 2006. - №2. - С. 8-12.

3. Герман-Галкин С. Г. Силовая электроника. Лабораторные работы на ПК. - СПб.: Учитель и ученик, КОРОНА принт, 2002. - З04 с.

4. Уильямс Б. Силовая электроника: приборы, применение, управление. Пер. с англ. - М.: Энерго-атомиздат, 199З. - 240 с.

5. Al-Naseem Osama A, Erickson Robert W and Palmer Carlin. Prediction of Switching Loss Variations by Averaged Switch Modeling [C]. In: IEEE Applied Power Electronics Conference, New Orleans: APEC. 2000. - P. 242-248.

6. Воронин П. А. Силовые полупроводниковые ключи: семейства, характеристики, применение. - М.: Издательский дом Додека-XXI, 2001. - З84с.

Полупила в редакцию 23.01.07 г.

По^е доpaбоmкu 22.02.07г.

У cmammi розглянуто задачу розрахунку потужност'1 динам'чних витрат у силових нап'впров'дни-кових приладах iнверторiв з одно- та двополярною Ш1М. Наведено залежной повних витрат по-тужностi у ключах вiд несучо¡' частоти та робочо¡' напруги.

In the paper the power semiconductors losses in the inverters with one-side and two-side PWM is calculated. Dependences of total losses in switch device from switching frequency and working voltage are given.

28

ISSN 16G7-б7б1

«Електротехшка та електроенергетика» №1, 2GG7