CC BY
126
УДК 621.314
А.М. Афанасьев, Ю.М. Голембиовский
Способ задания режимов коммутации силовых ключей при моделировании преобразователя комбинированной структуры с LCD-снабберными цепями
Предложен способ задания режима коммутации ключей импульсных преобразователей с LCD-снабберами, основанный на использовании коэффициента снабберной цепи, что позволяет проводить анализ эффективности работы импульсных преобразователей от режима с «жесткой» коммутацией, до квазирезонансного режима с «мягкой» коммутацией. С использованием коэффициента снабберной цепи выполнен анализ влияния режима коммутации на мощность потерь в основных элементах преобразователя комбинированной структуры. Ключевые слова: преобразователь комбинированной структуры, IGBT, LCD-снаббер, «мягкая» коммутация. doi: 10.21293/1818-0442-2016-19-1-99-103
Основным требованием к источникам питания, входящим в состав электротехнологических комплексов с высокочастотными (ВЧ) установками индукционного нагрева, является повышение их энер-гоффективности. Применение современных ЮВТ-приборов при проектировании ВЧ-преобразовате-лей с выходной мощностью десятки-сотни киловатт в рамках классических схемных решений с «жесткой» коммутацией обеспечивает надежную работу на частотах до 20 кГц. Технологическая необходимость увеличения выходной частоты до сотен килогерц требует применения решений, обеспечивающих «мягкое» переключение с учетом особенностей включения и выключения конкретных IGBT-модулей [1, 2].
Полупроводниковый преобразователь комбинированной структуры
В работе [3] предложена концепция построения полупроводниковых преобразователей комбинированной структуры (ПКС) основанная на применении импульсных преобразователей (ИП) в качестве функциональных элементов инверторных структур (рис. 1).
Для реализации объединенной «мягкой» ком -мутации с переключением в нуле напряжения (ZVS) и переключением в нуле тока (ZCS) силовых ключей К1, К2 в ПКС (рис. 2) применяется параллельная емкостная компенсация индуктивности нагрузки.
При этом используется адаптивный к изменению параметров нагрузки алгоритм согласованного управления с синхронизацией по выходному напряжению и время-импульсной модуляцией ИП.
'Ьс2' 1
Рис. 2. Временные диаграммы работы преобразователя комбинированной структуры
Эффективность работы ИП в предложенном преобразователе комбинированной структуры будет определяться как режимами протекания тока накопительной индуктивности [4], так и режимами переключения. Режим «мягкой» коммутации силовых ключей в ИП1,2 обеспечивается за счет прерывных токов накопительных индуктивностей (Ь1 и Ь2 соответственно), при которых включение IGBT происходит при нулевом токе в ZCS-режиме. Формирование траектории выключения IGBT с использованием LCD-снабберов обеспечивает «мягкое» выключение IGBT в ZVS-режиме. Так, для обеспечения «мягкого» выключения транзисторов УТ1 и УТ3 применены LCD-снабберы, построенные, соответственно, на элементах СсЬ УДц, УОс12, Ьс1 и Сс2, УОс2Ь УА2.2, Ьс2.
На потери проводимости и коммутационные потери силовых ключей ИП значительное влияние оказывает соотношение параметров накопительной индуктивности и снабберных цепей. Так, на потери
проводимости оказывает влияние форма тока, протекающего через силовой ключ, которая в зависимости от соотношения тока накопительной индуктивности и тока снабберной цепи может изменяться от формы, близкой к треугольной к форме, близкой к синусоидальной (рис. 3, а, кривые 1—3).
4 5
Время, мкс
Ток коллектора, 1к Напряжение коллектор-эмиттер, U„ a
щ 100
§ 0,1 а
° 0,01
0
б
4 5
Время, мкс
Рис. 3. Влияние соотношения параметров накопительной индуктивности и снабберных цепей на напряжение и ток (а) и мощность потерь (б) силовых ключей ИП
Что касается коммутационных потерь, то благодаря ограничению скорости нарастания напряжения с увеличением емкости снабберного конденсатора Сс (см. рис. 3, а, кривые 4-6) можно снизить динамические потери мощности выключения (рис. 3, б). При этом, накопленная энергия в конденсаторе Cс, регенерируется в нагрузку, что необходимо учитывать при расчете параметров схемы, и выборе полупроводниковых приборов.
Схема замещения преобразователя комбинированной структуры
Принимая все элементы схемы идеальными и с учетом, что процессы, протекающие при работе каждой диагонали моста ПКС, идентичны, составлена схема замещения ПКС (рис. 4). При значениях добротности колебательного контура Q = 6...20, образованного индуктором и параллельно включенным конденсатором, нагрузка может быть представлена в виде параллельного соединения источника ЭДС переменного тока Квых, напряжение которого зависит от баланса передаваемой и потребляемой энергии и приведенного сопротивления нагрузки Л'н.
Ó
\ VD \Ivd
LCD-снаббер
Ce VDcU Le
\ VDc,
V™
R'h
o
Относительное время А1 (1) накопления энергии в индуктивности Ь при замкнутом состоянии транзистора VI определяет первую составляющую входного тока (см. рис. 2, ток /Ь2)
А = —(1)
1 0,5-Тк
где ТК - период выходного напряжения.
Относительное время А2 отдачи накопленной энергии накопительной индуктивности Ь определяется выражением (2):
D2 =-
(2)
0,5- Тк
Относительное время А3 (3) накопления энергии в элементах снабберной цепи Сс, Ьс определяет вторую составляющую входного тока (см. рис. 2, ток
'Ьс2)
0,5-Тс
D-3 =-
0,5 Тк
(3)
где Тс = 2к^Ьс -Сс - период колебательного контура, образованного элементами снабберной цепи. Среднее значение первой составляющей входно-
го тока I
bxL ср*
I
вхЬср '
Ucc-{lM (sin (7iD1)-^D1) + (7rD1)2 )
(4)
8-/к - Ь
где М = ивых т/исс - коэффициент преобразования.
Среднее значение второй составляющей входного тока /вхЬс ср определяется выражением (5):
I
вх Lci
Ucc D3 (m-sin(D3) + 2((-1))
(5)
^ - Pc - (D32-1)
где pc =tJLc/Cc - волновое сопротивление снабберной цепи.
Уравнение балланса мощностей (6), в котором учтены все параметры, оказывающие влияние на энергетические и массогабаритные показатели ПКС, получено при условии, что все элементы схемы идеальны:
( 2 Sin (тс-D1 )-сс-D1 D32- cos(0,5-с-D3 )
M-
2-с - /К - L
( D ,
-((-1)
D3
4-/К -L C-Pc
M 2
2-Qh-Ph
(6)
Рис. 4. Схема замещения ПКС
где Qн, рн - параметры нагрузки; Ь - значение накопительной индуктивности; /к - частота коммутации.
Задание режима коммутации силовых ключей импульсного преобразователя со снаббером
Режим коммутации силовых ключей ИП с применением снабберных цепей зависит от скорости нарастания напряжения на ключах (7):
йП / Ж = Сс -1к (7)
1
2
3
I.
L
В случае применения LCD-снаббера задание режима коммутации возможно за счет изменения параметров снабберной емкости. При этом ее изменение оказывает влияние на параметры колебательного контура, образованного индуктивностью и емкостью LCD-снаббера, такие как волновое сопротивление рс и период колебаний Тс, что, в свою очередь, приводит к цепочке изменений других параметров схемы и существенно усложняет проведение анализа исследуемого преобразователя. Также на скорость нарастания напряжения влияет амплитудное значение тока накопительной индуктивности.
В данной работе предлагается для изменения режима коммутации силового ключа использовать коэффициент снабберной цепи Ксц (8), который определяется отношением полупериода колебательного контура LCD-снаббера к длительности импульса:
0,5 Т _ Оз
"_ ОТ
Ксц —
(8)
Использование коэффициента снабберной цепи позволяет с учетом выходной частоты одновременно задавать параметры индуктивности и емкости снабберных цепей при фиксированном значении волнового сопротивления. С учетом того, что выходной ток ИП с LCD-снаббером определяется суммой токов снабберной и накопительной индуктив-ностей, введение условия постоянства входного тока позволяет при изменении коэффициента снабберной цепи Ксц изменять соотношение их средних значений, а следовательно, и амплитудное значение тока накопительной индуктивности. Таким образом, изменение коэффициента снабберной цепи Ксц позволяет проводить анализ работы ИП с LCD-снаббером от режима с «жесткой» коммутацией (Ксц = 0) до квазирезонансного режима работы ИП с «мягкой» коммутацией силовых ключей (Ксц = 1).
Из выражения (9) определяется волновое сопротивление снабберной цепи, соответствующее квазирезонансному режиму коммутации (Ксц = 1):
Рс _
2 -ис,
п-1 в
1 +
М•((•О1 • Ксц-1))
п-О •Кс
(9)
где /вх - заданное значение входного тока.
Из выражений (10), (11) с учетом значений Тс и рс определяются параметры элементов снабберной цепи:
Ьс _Тс-Рс/2п , (10)
Сс _Ьс/Р2. (11)
Определение мощности потерь в основных элементах схемы
При определении аналитических выражений, описывающих статические ВАХ транзисторов и диодов, применен метод кусочно-линейной аппроксимации [4]. Из выражения (12) можно определить мощность потерь проводимости в транзисторе УТ1 (диоде УО1):
РУТст _(икэ0 •1 кср + УТдиф • ^вд) , (12)
где икэ0 - начальное напряжение транзистора (диода) при 1к = 0; гУТдиф - дифференциальное сопротивление транзистора (диода); /кср - среднее значение тока транзистора (диода); 1кд - действующее значение тока транзистора (диода).
Из выражинй (13) и (14) определяются соответственно среднее и среднеквадратическое значение тока транзистора
1кср _(0,5• 1ьт • О + 2• 4ст •Я-1 • О • Ксц) , (13)
где 1ьт _2KRL(0,5• 1ВХ - 11ст • О • Ксц •п-1) - амплитудное значение тока накопительной индуктивности; К- коэффициент пульсации тока накопительной индуктивности, для режима прерывных токов Кщ, >1 [4]; ¡Ьст _(исс - ивых) /Рс - амплитудное значение тока снабберной индуктивности.
4д _ 1Ьт VО1/6 +
О • Ксц 81П(2л • О • Ксц ) +1Ьст \ ------- . (14)
V 4 8п
Из выражений (15)-(18) определяются соответственно средние и действующие значения токов обратного УБ и снабберных диодов УБЛ (УОс2):
1УОсср _0,5• 1Ьт • D2, (15)
1УОсд _1Ьт 'VО2/6 ,
I
I
Ьс т
УОсср :
- Оз.
(16) (17)
1 _ 1 О • Ксц Sln(2Я•Dl ^Ксц) (18)
1УОсд _ 1Ьст\-------. (18)
V 4 8 •п
Мощность потерь переключения за период коммутации определяется из выражения (19):
Рдин _/к •(-^вкл + выкл ) . (19)
Зависимости энергий включения Евкл= F(Iк) и выключения Евыкл = F(IL т) IGBT в результате аппроксимаций справочных характеристик [4] описываются аналитическими выражениями
—вкл _ KRз • Кивкл ( а • 1к"вкл + Ь • 11<вкл ) , (20)
—выкл _ KRз • Кивыкл ( а • 1к выкл + Ь • 1к выкл ) , (21)
„ икэ вкл „ икэ выкл „ где Кивкл _—-, Кивыкл _—-, KRз - масш-
ип
и с
' сс ном ^ сс ном
табирующие коэффициенты, учитывающие зависимость энергий переключения от коммутирующего напряжения и сопротивления затвора; икэ вкл, икэ выкл - напряжение на транзисторе, соответствующее моментам включения и выключения; исс ном - номинальное напряжение коммутации.
Напряжение на транзисторе, соответствующее моменту выключения, с учетом значения снаббер-ной емкости, определяется выражением
икэвыкл _ 1Ьт • 'выкл /Сс , (22)
где /выкл - время выключения транзистора.
71
Ток, соответствующий моменту включения транзистора 1к вкл, определяется из выражения (23):
(23)
вкл?
7квкл = ILc m -Sin (2 • ^ - ) ,
где 4кл - время включения транзистора.
Оценка энергетических показателей накопительных, снабберных индуктивностей и снабберных конденсаторов проводится с использованием методики [5], в соответствии с которой общая мощность потерь в индуктивности определяется из выражения
Pl = Рм + Роб1 + Роб2 :
(24)
где Рм - мощность потерь в магнитопроводе; Роб1, Роб2 - мощность потерь в медной обмотке, соответственно от переменной и постоянной составляющей тока.
При оценке потерь мощности в конденсаторах (25) учитывается, что они состоят из диэлектрических PD и резистивных PR потерь:
Рс = Pd + PR . (25)
При математическом моделировании были приняты следующие исходные данные: коэффициент преобразования М = 0,75; относительное время проводимости транзистора D1 = 0,5; коэффициент пульсаций тока накопительной индуктивности KRL = 1; мощность нагрузки Рвых = 40 кВт; частота коммутации f = 100 кГц; напряжение питания исс = 515 В. В качестве ключевых элементов был выбран модуль SKM200GAR125D фирмы Semikron. Для определения мощности потерь магнитопровода использовались характеристики материала Kool Мц фирмы Magnetics с магнитной проницаемостью ц = 26. Для определения потерь катушки использовались параметры литцендрата фирмы New England Wire. Для определения мощности потерь снаббер-ных конденсаторов использовались параметры конденсаторов серии B32656S7684 фирмы EPCOS. Обсуждение результатов моделирования Как можно видеть из зависимостей относительных потерь в IGBT-модуле от коэффициента Ксц (рис. 5), изменение режима коммутации влияет как на потери включения, так и на потери выключения.
8х10-г
н о с
¡а
о о и
а
о
6х10-
4х10-
2х10-'
0
0 0,2
0,4 0,6 0,8 1
Коэффициент снабберной цепи, Ксц Рис. 5. Зависимость относительной мощности потерь в ЮБТ-модуле от коэффициента снабберной цепи
При этом в диапазоне Ксц = 0,05.0,2 наблюдается существенное уменьшение суммарных потерь в ЮБТ-модуле за счет потерь включения. Участок Ксц = 0,2.0,8 характеризуется снижением суммарных потерь в основном за счет снижения потерь выключения. На участке Ксц = 0,8.1 снижение потерь замедляется, т. к. суммарные потери в основном определяются потерями включения, которые остаются неизменными.
Изменение относительных потерь в пассивных элементах ПКС с увеличением коэффициента Ксц (рис. 6) характеризуется уменьшением потерь в накопительной индуктивности и увеличением потерь в снабберной индуктивности и емкости. Общие потери в пассивных элементах за счет потерь в снаббер-ных цепях возрастают.
8х10-
С &
и
а
о
S §
и
»Q
ц
IS о
6х10-
Относительная мощность потерь в накопительной индуктивности
0
Относительная суммарная мощность потерь в пассивных элементах ПКС I
4х10 3 \ И
-г'
Относительная
мощность потерь в
2х10-3 снабберной индук-
тивности
Относительная мощность потерь в снабберной емк2ости
\
0
0,2
0,4 0,6 0,8 1
Коэффициент снабберной цепи, Ксц Рис. 6. Зависимость относительной мощности потерь пассивных элементов от коэффициента снабберной цепи
Суммарная относительная мощность потерь обратного VD и снабберных диодов VDd ,VDo2
0,4 0,6 0,8 1
Коэффициент снабберной цепи, Ксц
Рис. 7. Зависимость относительной мощности потерь обратного и снабберных диодов от коэффициента снабберной цепи
Суммарная относительная мощность потерь обратного и снабберных диодов (рис. 7) на участке
Ксц = 0,05...0,5 уменьшается за счет более интенсивного уменьшения потерь обратного диода. На участке Ксц = 0,5.1 суммарные потери диодов увеличиваются за счет более интенсивного увеличения потерь в снабберных диодах.
Для оценки влияния режима коммутации на эффективность работы ПКС в целом построены зависимости, учитывающие общие потери во всех основных элементах схемы (рис. 8), анализ которых позволяет сделать вывод, что для принятых условий моделирования общие потери, в основном, определяются потерями ЮБТ-модуля. Потери в пассивных элементах и диодах ПКС несущественно влияют на характер изменения общих потерь.
8x10
6x10
4x10"
и
a
о S 3
и 2x10
Суммарная относительная мощность потерь в основных элементах ПКС
Суммарная относительная мощность потерь в ЮБТ модуле
Относительная мощность потерь в пассивных элементах
0,4 0,6
Коэффициент снабберной цепи, Ксц Рис. 8. Зависимость относительной мощности потерь активных и пассивных элементов от коэффициента снабберной цепи
Заключение
Предложенный способ задания режима коммутации ключей в схемах ИП с ЬСБ-снабберами с применением коэффициента снабберной цепи Ксц позволяет проводить анализ эффективности работы схем от режима с «жесткой» коммутацией (Ксц = 0) до квазирезонансного режима с «мягкой» коммутацией (Ксц = 1).
Проведенный анализ работы ПКС при изменении режима коммутации показал, что для принятых условий моделирования увеличение коэффициента Ксц от 0,05 до 0,8 позволяет приблизительно в 8 раз уменьшить относительную мощность потерь ЮБТ-модуля. При этом относительная суммарная мощность потерь ПКС за счет увеличения мощности потерь в пассивных элементах схемы уменьшается приблизительно в 4 раза.
Полученные результаты позволяют предварительно оценить мощность потерь в основных элементах схемы для разных режимов коммутации и определить параметры для их выбора, что может быть полезно для инженерного проектирования.
Литература
1. Тихомиров И.С. Адаптивный алгоритм самовозбуждения транзисторного инвертора напряжения для установок индукционного нагрева / И.С. Тихомиров, A.C. Васильев, Д.А. Патанов // Журнал научных публикаций аспирантов и докторантов. - 2008. - № 8. - С. 262-267.
2. Земан С.К. Кодово-импульсный способ регулирования технологического параметра преобразователя частоты установки индукционного нагрева / С.К. Земан, О.Е. Сандырев // Изв. ТПУ - 2007. - Т. 310, № 1.-С. 191-196.
3. Афанасьев А.М. Улучшение энергетических характеристик параллельного резонансного инвертора / А.М. Афанасьев // Техшчна електродинамжа. - 2012. -№ 3. - С. 63-64.
4. Afanasyev O.M. Method for determining energy losses in switched-mode converter power switches depending on storage inductor current modes / O.M. Afanasyev, A.A. Shcherba // XXXIII International Scientific Conf. «Electronics and Nanotechnology». - Ukraine, Kyiv, 2013. -P. 339-343.
5. Афанасьев A.M. Определение энергетических и массогабаритных показателей пассивных элементов импульсных преобразователей / A.M. Афанасьев, А.В. Еремина // Технология и конструирование в электронной аппаратуре. - 2013. - № 5. - С. 13-19.
Афанасьев Александр Михайлович
Соискатель каф. системотехники (СТ)
Саратовского гос. технического ун-та им. Ю.А. Гагарина
(СГТУ)
Тел.: +38 (095) 512-59-41
Эл. почта: [email protected]
Голембиовский Юрий Мичиславович
Д-р техн. наук,
профессор каф. системотехники (СТ) СГТУ Тел.: +7 (845-2) 99-88-43 Эл. почта: [email protected]
Afanasyev A.M., Golembiovsky Y.M. Method to set a switching mode for power switches when modeling the converter with combined structure and LCD-snubber circuits
The article presents a method to set a switching mode for power switches applied in the pulse converters with LCD-snubbers which uses the snubber circuit factor, that allows to analyze the efficiency of switching converters operation, from the mode with «hard» switching to the quasi-resonant mode with a «soft» switching. The analysis of the switching mode effect on the losses of power in the core elements of converter with combined structure is performed using the snubber circuit factor.
Keywords: converter with combined structure, IGBT, LCD-snubber, «soft» switching.
