CC BY
39
сообщений (SMS) и технология передачи цифровых данных (CSD). Скорость была, конечно, невысока (всего лишь 14,4 кбит/с), да и тарифы тогда были поминутными, но начало было положено и оставалось идти только вперед, не останавливаясь на достигнутом.
В 1997 году на сцену вышел GPRS. Его появление стало основополагающим моментом в истории развития беспроводной сотовой связи, поскольку теперь функционирующие GSM-сети получили возможность непрерывной передачи данных. Используя GPRS, пользователи получили возможность включения передачи данных только тогда, когда им это нужно. В числе прочего, данная технология отличалась большей по сравнению с CDS скоростью (теоретически до 171,2 кбит/с), а также дала операторам возможность тарифицировать объемы входящих данных, а не время нахождения на линии. GPRS появился именно в тот момент времени, когда люди начали активно использовать электронные почтовые ящики, что позволило ему стремительно набрать популярность. Во время его нахождения на рынке «Международный союз электросвязи» опубликовал новый стандарт IMT-2000, который вполне отвечал спецификации 3G и мог обеспечить скорость передачи данных до 384 кбит «по воздуху». Таким образом, получается, что GPRS застрял как бы между устаревшим 2G и новым 3G, до которого он не дотягивал, в связи с чем его можно условно назвать 2.5G.
3G. Помимо всего прочего, технология 3G предназначалась для легкого перехода пользователей с сетей второго поколения на более современные, в связи с чем был разработан стандарт EDGE. Его преимущество состояло в том, что он позволял значительно улучшить характеристики канала входящих и исходящих данных, не вкладывая при этом дополнительных денег в модернизацию существующего оборудования. Дебют технологии состоялся в Северной Америке, в 2003 году. Пользователи, оказавшиеся счастливыми обладателями мобильных телефонов, поддерживающих EDGE, получили возможность доступа в интернет со скоростью, вдвое превышающей скорость GPRS, что для того времени было очень хорошо. В 2004 году популярность EDGE стремительно выросла, ввиду поддержки его сотовыми операторами Северной Америки. Причиной тому послужили два фактора: появление на рынке новых стандартов связи, CDMA2000 и UMTS. Но у каждого из них был ряд недостатков, как то: CDMA2000 хоть и отвечал новым стандартам 3G, но имел скорость немногим превосходящую EDGE, а UMTS был мало того, что очень дорог для общего внедрения, так еще и зона его покрытия оставляла желать лучшего, ввиду чего большинство операторов после долгих колебаний и размышлений, стали таки использовать EDGE.
И вот тут-то и напрашивается вопрос, к какому же классу отнести EDGE? Он медленнее, чем новые CDMA2000 и UMTS, но всё же быстрее, чем GPRS,
негласно именуемый 2.5G. Таким образом, можно сказать, что технология EDGE это 2.75G-сеть.
Спустя непродолжительное время сети CDMA2000 получили обновление под заголовком «1x EV-DO Rel.0», которое позволило увеличить входящую скорость до 2,4 Мбит/с, а исходящую до 153 кбит/с. Это можно уже смело именовать 3.5G. То же самое случилось и с UMTS - технологии HSDPA и HSUPA так же позволили увеличить скорость подключения в обе стороны. Дальнейшая модернизация UMTS будет использовать технологии HSPA+, HSPA+ Dual Carrier и HSPA+ Evolution, что позволит еще больше увеличить скорость, однако этого окажется недостаточно для того, чтобы существующая сеть трансформировалась в 4G, так что всё это можно назвать поколением 3.75G по аналогии с GPRS.
Стоило только появиться на горизонте новому стандарту 4G, как недремлющий «Международный союз электросвязи», о котором уже упоминалось выше, взял его под свое крыло спецификацией IMT-Advanced. Скорости, которые предлагает 4G, просто умопомрачительны (1 Гбит/с для стационарных терминалов и 100 Мбит/с для мобильных устройств), они могут в перспективе легко перегнать даже широкополосный проводной интернет. Спецификация оказалось настолько прогрессивной, что на данный момент не существует ни одного коммерческого решения, которое удовлетворяло бы ей. WiMax и LTE называются, конечно, сетями четвертого поколения, но это утверждение не совсем верно. Во-первых, они оба применяют абсолютно новые схемы мультиплексирования, а во-вторых у них отсутствует канал для передачи голоса, ввиду чего 100% их возможностей используется для услуг передачи данных. Однако, на практике все не так радужно, как в теории. Хоть по стандартам WiMax и LTE должны иметь скорости 40 Мбит/с и 100 Мбит/с соответственно, в реальности же канал не превышает 4 Мбит/с и 30 Мбит/с, что ни в коей мере не соответствует высоким требованиям IMT-Advanced. В будущем обещают обновление до WiMAX Release 2 и LTE-Advanced, но на данный момент ни одного работоспособного решения на рынке так и не появилось. Как бы там ни было, WiMax и LTE разительно отличаются от существующего 3G, так что о смене поколений можно говорить с полной уверенностью.
Технология 5G уже находится в разработке, ведущим разработчиком выступает компания Huawei. Цитируя начальство компании, стандарт предназначен для «расширения спектра используемых частот и увеличения ёмкости сетей, а также послужит решением задачи, над которой работают все операторы в мире, — повысит эффективность сетевой инфраструктуры» .
В заключение хочется сказать, что за высокоскоростным беспроводным интернетом будущее, ведь операторам связи гораздо легче будет установить одну вышку, которая сможет покрыть несколько километров вокруг, чем протягивать сотни проводных линий в каждую точку планеты.
ЛИТЕРАТУРА
1. Полтавский А.В. Формирование обликовых характеристик беспилотных систем и комплексов / А.В. Полтавский, А.С. Жумабаева, К.А. Айжариков // "Надежность и качество сложных систем". - 2015. -
№4. - С. 24-30.
2.Сивагина Ю.А. Обзор современных симплексных ретрансляторов радиосигналов / Ю.А. Сивагина, И.Д. Граб, Н.В. Горячев, Н.К. Юрков // Труды международного симпозиума «Надежность и качество». 2012. Т. 1. С. 74-76.
УДК 621.389
Винчаков1 А. Н. , Доросинский2 А.Ю.
1ОАО «Электромеханика», Пенза, Россия
2ФГБОУ ВПО «Пензенский государственный технологический университет», Пенза, Россия
ПЕРСПЕКТИВЫ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ МИКРОКОНТРОЛЛЕРОВ ДРыС ДЛЯ ПОСТРОЕНИЯ ВЫСОКОТОЧНЫХ СИСТЕМ ИЗМЕРЕНИЯ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СОПРОТИВЛЕНИЙ
Описываются преимущества аналоговой части микроконтроллеров ЛОыС перед аналогичными устройствами. Даны рекомендации по применению микроконтроллеров при выполнении прецизионных измерений сопротивлений с помощью логометрического подхода. Ключевые слова:
микроконтроллер, измерение, электрическое сопротивление, логометр.
Развитие техники и производства постоянно требует совершенствования информационно-измерительного оборудования используемого в различных технологических процессах.
На данном этапе развития электроники, подавляющее большинство схемотехнических решений уже реализовано в виде элементной базы, с развитыми возможностями настройки им управления.
Так, например, очень эффективным, с точки зрения построения измерительно-вычислительного модуля аналоговых сигналов, оказалось использование микроконтроллеров со встроенными АЦП напряжения.
Такие контроллеры выпускают многие мировые производители электронных устройств непрерывно совершенствуя свои изделия.
Одним из признанных лидеров в области производства микроконтроллеров со встроенными АЦП высокого разрешения и точности является компания Analog Devices. Линейки ее контроллеров ADuC находят самое широкое применение в прецизионной контрольно-измерительной аппаратуре.
В частности данные контроллеры хорошо зарекомендовали себя в качестве измерительного ядра при построении логометрических схем измерения сопротивления [3].
Логометрические схемы применяются практически во многих приборах измерения сопротивлений среднего диапазона (от 10 до 10000 Ом) и требуют наличия только эталонного резистора необходимого для хранения и воспроизведения метрологической величины. Типовая схема включения представлена на рисунке 1, а.
В предложенной схеме логометр состоит из измеряемого Кк и образцового К0 сопротивления, которое выступает в качестве датчика тока. Причем падение напряжения на Кк поступает на вход АЦП, а падение напряжение на К0 поступает на опорный вход АЦП.
Положительный эффект в этом случае достигается за счет уменьшения влияния шума источника опорного напряжения, так как шум одинаково воздействует на сигналы их и % и практически полностью исключается за счет операции деления.
а) б)
Рисунок 1 - Варианты логометрических схем измерения электрического сопротивления
Несмотря на простоту, данная схема имеет существенные недостатки, связанные с узким диапазоном измеряемых сопротивлений, а именно, диапазон измеряемых сопротивлений может меняться лишь в диапазоне от 0 до К0.
Для устранения данного недостатка целесообразно использовать схему представленную на рисунке 1, б. Данная реализация выгодна тем, что опорный сигнал в данном случае определяется суммой падений напряжений их и где сами значения разновременно измеряются одним АЦП.
Простота реализации данной схемы определяется наличием встроенных ключей позволяющих коммутировать на входы АЦП падения напряжений в плечах
Сравнительные характеристики контроллеров ADuC
делителя напряжения образованного измеряемым и эталонным резисторами.
Также на кристаллах интегрированы аналоговые функциональные блоки, включая программируемые источники тока возбуждения, диагностические источники тока.
В таблице 1 представлены сравнительные характеристики аналоговой периферии наиболее популярных микроконтроллеров предназначенных для использования в аппаратуре осуществляющей точные измерения электрических сопротивлений.
Таблица 1
Тип контроллера ADuC824 ADuC8 4 5 ADuC7060 ADuCM3 6 0
Разрядность основного АЦП 24 24 24 24
Разрядность вспомогательного АЦП 16
Количество дифференциальных каналов 2 4 5 6
Возможность формирования дифференциальных входов из произвольно выбранных аналоговых выводов нет да
Одновременное подключение выбранного дифференциального входа к основному и вспомогательному АЦП нет да
Возможность коммутации встроенного ЦАП на входы АЦП нет да
Наличие у обоих АЦП буфера, уменьшающего влияние входного сопротивления источника сигнала нет да
Наличие встроенного ЦАП да
Максимальный выходной ток встроенного источника тока, мА 0,4 1
Архитектура ядра 8052 ARM7TDMI | Cortex-M3
Из таблицы 1 видно, что все представленные микроконтроллеры имеют два АЦП. Тем не менее, одновременное использование основного и вспомогательного АЦП у первых трех микроконтроллеров в задачах логометрических измерений затруднено отсутствием у одного из АЦП входного буфера, уменьшающего влияние входного сопротивления источника сигнала.
Поэтому разработчики вынуждены реализовывать разновременные измерения, измеряя попеременно с
помощью одного АЦП падения напряжений на измеряемом и эталонном резисторе.
Данный подход выгоден тем, что позволяет исключить погрешности измерительного канала, внося при этом в результат измерений погрешность вызванную нестабильностью источника опорного напряжения и погрешность от нелинейности характеристики АЦП, которая может быть частично скомпенсирована.
У микроконтроллера АБиСМ360 оба АЦП имеют подобный буфер, за счет чего появляется возможность реализовать одновременное измерение падений напряжений с помощью основного и вспомогательного АЦП.
Основное преимущество такого подхода заключается в том, что компенсируется влияние временной нестабильности источника питания логометра. При этом, на результат измерения начинают влиять погрешности АЦП и погрешности от несогласования входных и выходных импедансов.
Влияние погрешности от несогласования входных и выходных импедансов на результат измерения, достаточно сложно скомпенсировать алгоритмическими методами, так как оно имеет нелинейный характер. Тем не менее, исследования микросхемы АБиСИЗбО показали, что встроенные буферы позволяют уменьшить погрешности от несогласования до уровня 0,0001%, при сопротивлениях каждого из плеч логометра от 0 до 1 МОм.
Погрешности нуля и масштаба для обоих АЦП также могут быть скомпенсированы за счет обеспечения линейности функций преобразования. Анализ линейности функции преобразования АЦП показал, что она также не превышает 0,0001%. Поэтому для данного подхода возможна реализация автоматической компенсации интегральной нелинейности за счет выполнения совокупных измерений падений напряжений на логометре осуществляющихся в два этапа. На первом этапе падение напряжения на измеряемом резисторе измеряется основным АЦП, а падение на эталонном - вспомогательным АЦП.
На втором этапе выполняются те же измерения, но АЦП при этом меняются местами. В результате решения системы уравнений, была получена формула для вычисления измеряемого сопротивления
R = R
N it )х N (t2)
Nfa)хN(t2) '
N fo )
код основного АЦП полученный при
измерении падения напряжения на измеряемом ре-
г2/
зисторе в момент времени
ti; No2 (t1)
код вспо-
могательного АЦП полученный при измерении падения напряжения на эталонном резисторе в момент
времени ti; N^ (t2) - код вспомогательного АЦП
полученный при измерении падения напряжения на
измеряемом резисторе в момент времени t2; NQ (t2)
- код основного АЦП полученный при измерении падения напряжения на эталонном резисторе в момент времени t2.
Применение предложенной формулы позволяет скомпенсировать влияние интегральных нелинейно-стей основного и вспомогательного АЦП, что имеет положительный эффект в плане отсутствия необходимости в проведении операций технологической калибровки [3].
Еще одним немаловажным преимуществом является повышенная частота преобразовательного тракта АЦП. Оба АЦП могут работать с частотой до 3,8 тыс. выборок в секунду. Так же в тракте имеются встроенные фильтры 3 и 4 порядка для прецизионных измерений и встроенные фильтры 2-го порядка для быстрых измерений и отслеживания быстрых изменений входного сигнала.
Как и в случае микросхем серий ADuC8XX, микроконтроллер ADuCM360 имеет программируемый источник тока до 1 мА для возбуждения логометра.
Цифровая часть обработки данных и управления микросхемы ADuCM360 представляет собой высокопроизводительное 32-разрядное микропроцессорное ядро ARM CORTEX M3, работающее с частотой до 16 МГц. Также имеется возможность использования встроенного тактового генератора или подключения внешнего источника тактирования). Микроконтроллер имеет 8 кБайт SRAM память и 128 кБайт FLASH/EEPROM память. Для ускорения обмена данными между периферийными устройствами и памятью имеется DMA контроллер, соединяющий память и периферийные порты I2C, UART, SPI.
Таким образом, данный контроллер является подходящим средством для реализации прецизионных омметров построенных на логометрическом принципе измерений с погрешностью не превышающей 0,003%
ЛИТЕРАТУРА
1. http://www.eltech.spb.ru/news/mikroshemi aducm360aducm361 dlya sbora i obrabotki informacii s yadrom arm cortex m3 i malim energopotrebleniem
2. Доросинский, А.Ю. / Повышение точности логометрических схем измерения электрических сопротивлений / Доросинский А. Ю., Винчаков А.Н. // Теория и практика имитационного моделирования и создания тренажеров: материалы международной конференции. - ПензГУ. - №1. - 2015. - С. 53-57.
3. Доросинский, А. Ю. Системы контроля параметров прецизионных резисторов / А. Ю. Доросинский, В.И. Андреев, Ю.В. Варламов // Надежность и качество: сб. тр. междунар. симп. : в 2 т. - Пенза : Изд-во Пенз. гос. ун-та, 2009. - Т. 2. - С. 71-75.
УДК 621.3.088.3
Куликов1 О.О., Гречина2 Ю.В.
1ОАО «Электромеханика», Пенза, Россия
2ФГБОУ ВПО «Пензенский государственный технологический университет», Пенза, Россия
ПОДСИСТЕМА ПИТАНИЯ ДАТЧИКОВОГО МОДУЛЯ НА ОСНОВЕ ИМПУЛЬСНОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ НАПРЯЖЕНИЯ
Предложена практическая реализация импульсного преобразователя напряжения с широким диапазоном входных напряжений. Описаны преимущества предложенной схемы относительно требований, предъявляемых к современным системам. Ключевые слова:
импульсный преобразователь, обратноходовая топология, гальваническая изоляция.
В связи с бурным развитием датчиковых систем, все чаще возникает необходимость обеспечить бесперебойное питание подобных систем от различных источников электроэнергии, часто такими источниками электропитания становятся бортовые сети автомобилей и другого транспорта. А так же, для обеспечения возможности максимально широкого применения разрабатываемых датчиковых систем, возникает необходимость создания преобразователей питания с очень широкими диапазонами входных напряжений [1, 2]. Например, для работы подобных преобразователей питания в бортовых сетях автотранспорта необходимо обеспечить уверенную их работу в диапазонах напряжений 10 - 30 вольт. Кроме того, подобные преобразователи должны обладать необходимыми системами защиты от перегрузок, перенапряжений по входным цепям, а так же
защиту от переразряда аккумуляторных батарей, при автономной работе.
В связи с вышесказанным, актуальным является создание преобразователя напряжения отвечающего требованиям, предъявляемым к современным датчи-ковым системам в области электропитания, а именно:
компактность;
широкий диапазон входных напряжений; наличие защит от перегрузок и перенапряжений. Для реализации подобного преобразователя целесообразно применение импульсной топологии, ввиду того, что импульсные преобразователи обладают навысшими показателями КПД. В связи с тем, что разрабатываемый преобразователь должен обеспечивать стабильность выходных напряжений
