Оптимизация СВЧ-фазовращателя, выполненного на основе гибридного моста и управляемого сегнетоэлектрического элемента Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Электроника СВЧ

УДК 621.317.3

А. Н. Васильев, О. Г. Вендик

Санкт-Петербургский государственный электротехнический

университет "ЛЭТИ"

a

Оптимизация СВЧ-фазовращателя, выполненного на основе гибридного моста и управляемого сегнетоэлектрического элемента

Представлен проходной фазовращатель со сдвигом фазы до 180°, состоящий из гибридного моста и двух отражательных фазовращателей на основе сегнетоэлектрического конденсатора. Оптимальный подбор длины линии между отражательными фазовращателями и гибридным мостом позволяет существенно расширить полосу пропускания фазовращателя. Приведены аналитические расчеты и электродинамические результаты расчета оптимизации управляемого фазового сдвига проходного фазовращателя.

Фазовращатель, сегнетоэлектрик, гибридный мост

К настоящему времени существенно улучшены СВЧ-параметры сегнетоэлектриче-ских (СЭ) компонентов: снижены диэлектрические потери и увеличена управляемость. Найдены решения, позволяющие существенно уменьшить зависимость характеристик СЭ-компонентов от температуры [1]. Исследование СВЧ-характеристик СЭ-компонентов показало, что потери, вносимые проводящими элементами конструкции (электродами, мик-рополосковыми линиями), сопоставимы с потерями, вносимыми СЭ-материалом [2]. Поэтому возникла задача совершенствования качества металлизации.

Управление диэлектрической проницаемостью СЭ-элемента обеспечивается приложением управляющего напряжения при ничтожно малом токе, поэтому мощность управляющих цепей оказывается на 1-2 порядка меньше, чем при применении ферритовых управляющих устройств или устройств на основе р-/-и-диодов. Сегнетоэлектрические устройства изготавливаются по планарной технологии, вписывающейся в развитую технологию интегральных схем СВЧ. При массовом производстве микроэлектронная планар-ная технология обеспечивает достаточно низкую себестоимость изделий.

Таким образом, применение СЭ-элементов может быть перспективно в перестраиваемых СВЧ-устройствах.

На рис. 1 показана схема фазовращателя (ФВ), в котором использованы гибридные мосты 1 (трехдецибельные направленные ответвители) и отражательные управляемые фазовращатели 2.

Известно, что отражательный ФВ может обеспечить управляемый фазовый сдвиг в пределах 0.. .360°, однако при приближении максимального фазового сдвига к 360° потери в отражательном фазовращателе стремятся к бесконечности [3]. Поэтому оптимальным решением является использование отражательных ФВ с управляемым фазовым сдвигом 0.180°. Гибридный мост преобразует фазовый сдвиг отражательного фазовращателя в фазовый сдвиг проходного фазовращателя.

© Васильев А. Н., Вендик О. Г., 2008 61

О-

Z

h Q

о-

C (q) Vp

X X

Рис. 1 Рис. 2

На рис. 2 показана принципиальная схема отражательного ФВ, выполненного в виде параллельного резонансного контура, содержащего управляемый конденсатор.

Для удобства введем параметр управления емкостью конденсатора д, такой что

С (д) = [(п +1)/(2д)] С . Положим, что емкость конденсатора изменяется в два раза, т. е. управляемость конденсатора п = Стах/Стт = 2 . Параметр д изменяется в пределах 1 < д < 2.

Качественные оценки параметров ФВ удобнее и нагляднее делать с помощью управляющего параметра д, чем с помощью условно введенного управляющего напряжения.

Зависимость импеданса параллельного контура (рис. 2) от частоты и значения управляющего параметра д определим с помощью формулы

Z ( f, q) =

1

—i

X(

f f0

\-1

+ i

X

f0 2q Í1+1 tg s

f n +1

X

q )

A

f f0

X

C1 f (1 + tg S)

-1

где Хо - реактивное сопротивление индуктивности Ь и емкости С (д) в контуре на резонансной частоте /; Хьх Хс1 - реактивные сопротивления паразитной индуктивности Ь1 и блокировочного конденсатора С соответственно на резонансной частоте / .

Параметры элементов контура определены как Ь = Х0/(2п/0); С(д)|/ = 1/(2/Х0);

Ь = Xь I(2п/о); С = у(2л/оXс ). Резонанс наступает при д = 1.5.

Определив импеданс, найдем коэффициент отражения от резонансного контура: Г (/, д) = [7 (/, д) - 2о ]/[2 (/, д) + ], где = 50 Ом .

Отсюда найдем потери (ослабление отраженной волны по отношению к падающей) Ь (/, д) = 201§ |Г (/, д)| в децибелах и сдвиг фазы отраженной волны по отношению к фазе падающей волны ф (/, д) = (180/ п) аг§ Г (/, д) в градусах. Тогда управляемый фазовый сдвиг получим в виде 5ф (/, д ) = ф (/ ,2 ) - ф (/ ,1).

На рис. 3 приведены результаты расчетов по полученным формулам для следующих параметров схемы отражательного фазовращателя: Хо = 17.25 Ом ; 8 = 0.01; /о = 4 ГГц .

На рис. 4, а показана структурная схема одной секции проходного фазовращателя. К плечам ЬС подключаются резонансные контуры отражательного фазовращателя. Плечо 1 входное, а 2 - выходное. Так как схема симметрична, то для нахождения импеданса удобно разделить ее по линии симметрии (рис. 4, б).

62

1

L

L, дБ

0.4

f = 3.8 ГГц

4.0

4.2

0.2

0 1

Ф>

1.5

q

90 0

- 90 - 180

f = 2

f, ГГц

Аф,

180

175 170

_L

3.8

4 f, ГГц

Рис. 3

Для вычисления ^-параметров четырехполюсника определим импедансы при холостом ходе и при коротком замыкании. В режиме холостого хода:

1

zxx (f, q, 03) = —

iZ-1 ctg ( 0/ 2 >0 ) + Z0-21 ( f, q, 03 ) Z ( f 6 ) Z Z01 (f, q, 63 ) + /Z2tg (62 f/f))

гд6, Z02 (f, q^3 ) = Z2 7 +.7 (r 6 w (6 r¡r \ , причем

Z2 + /Z01 (f, q^3) tg (0 2 f/f0)

Z01 (f, q, 03) =~ií

1

iZj^ctg ( 2/ ) + Z¿J ( f, q, 63 )

; Zоф - импеданс отражательного фазов-

ращателя.

Коэффициент отражения для холостого хода

Гхх (/, 03 ) = [Zхх (/, Я, 03 ) - ^ хх (/, Я, 03 ) + ^ ] . В режиме короткого замыкания:

Zкз (/, Я, 03 ) = 1

iZf/tg ( Gl//2f0 ) + Z121 (f, q, G3)

где

Zii (f, q, e3) = —----;

iZ\ tg ( 2/ ) + Z—j ( f, q, 03 )

Z ( fa0 ) Z Z11 (f, q, 03 ) + iZ2 tg (02 f/fü). Zj2 (f, q, 03 ) " Z 2 Z2+ iZjj (f, q, 03) tg ( 02 f/f0 ) '

Гкз (f, q, 03 ) = [Zks (f, q, 03 ) - Z0 ]/[ZK3 (f, q, 03 ) + Z0 ] .

a

Рис. 4

б

о

= 1.35 1.25

Элементы матрицы рассеяния одной секции проходного фазовращателя находятся следующим образом:

^1 (I, Я, 03 ) = (У2)[гхх (/, д, 03 ) + ГКз (/, д, 63 )];

% (I, Я, 03 ) = (12) [Гхх (I, Я, 0з ) - Гкз (/, Я, 03 )].

Теперь, когда известны элементы АФ, в? = 1.35 матрицы рассеяния (коэффициент отраже-

ния ^ц, коэффициент передачи ^21) можно найти фазовый сдвиг проходного фазовращателя. Электрическая длина отрезка линии передачи между мостом и отражательными фазовращателями 63 влияет в основ-

3.6 3.8 4 4.2 I, ГГЦ ном на фазовый сдвиг, а на коэффициенты

Рис 5 отражения и передачи она влияет слабо. Из

рис. 5 следует, что управляемый фазовый сдвиг можно оптимизировать, меняя длину линии между мостом и отражательными фазовращателями. Заметим, что отражательный фазовращатель имеет нужный фазовый сдвиг в узкой полосе частот, а гибридный мост работает примерно в той же полосе частот, что и отражательный фазовращатель. Необходимый фазовый сдвиг проходного фазовращателя обеспечивается в более широкой полосе частот, чем в каждом элементе конструкции по отдельности, однако это происходит только при определенных значениях длин линий, связывающих отражательные фазовращатели с гибридным мостом, которые являются результатом оптимизации проходных фазовращателей.

Проведен электродинамический анализ одной секции проходного фазовращателя (дающей сдвиг в пределах 0... 180°), в результате чего определены конструктивные размеры устройства. Проходной фазовращатель состоял из комбинации отражательных управляемых фазовращателей и гибридного моста в соответствии со схемой на рис. 1. На рис. 6 показана конструкция гибридного фазовращателя с сегнетоэлектрическими управляемыми конденсаторами.

Рис. 6

Блокировочные конденсаторы Q не

о

только обеспечивают заземление по СВЧ, но и компенсируют паразитную индуктивность, создаваемую полосками заземления ¿1 и контактными площадками для конденсаторов.

Вместо одного управляемого конденсатора (см. рис. 2) введены два включенных параллельно конденсатора. Состоянию д = 1

3.6 3.8 4 4.2 /, ГГц

Рис. 7

соответствует емкость каждого из этих

конденсаторов С = 1.65 пФ , при д = 2 С = 0.825 пФ. Емкость блокировочных конденсаторов С1 = 1.8 пФ .

Электродинамический анализ проводился при следующих параметрах подложки: толщина ё = 1 мм, диэлектрическая проницаемость в = 9.6, 8 = 0.001. Учитывались также потери в металле. Проводимость проводника бралась равной проводимости меди, толщина проводника ^ = 4 мкм .

Индуктивность Ь (см. рис. 2) реализована в виде отрезка микрополосковой линии передачи шириной 0.95 мм и длиной 1.25 мм.

Как следует из рис. 7, электродинамический расчет хорошо согласуется с аналитическим расчетом, причем электрическая длина линии в аналитическом расчете практически совпадает с длиной линии, соединяющей гибридный мост и отражательные фазовращатели, в электродинамическом расчете. Физическая длина линии, соединяющей гибридный мост и отражательные фазовращатели, равна 6 мм.

Таким образом, оптимальный подбор длины линии между отражательными фазовращателями и гибридным мостом позволяет существенно расширить полосу пропускания фазовращателя.

1. Ferroelectric materials for microwave tunable applications / A. K. Tagantsev, V. O. Sherman, K. F. Astafiev et al. // J. of electroceramics. 2003. Vol. 11. C. 5-66.

2. Vendik O. G. Insertion Loss in reflection-type microwave phase shifter based on ferroelectric tunable capacitor DC-electric-field-induced microwave loss in ferroelectrics and intrinsic limitation for the quality factor of a tunable component // MTT. 2007. Vol. 55, № 2. P. 425-429.

3. Фазовращатель для отражательной антенной решетки / И. Б. Вендик, О. Г. Вендик, М. Д. Парнес, Р. Г. Шифман // Электромагнитные волны и электронные системы. 2006. Т. 11. С. 63-69.

A. N. Vasiliev, O. G. Vendik

Saint-Petersburg state electrotechnical university "LETI"

Optimization of microwave phase shifter based on 3 db-directional coupler and operated ferroelectric element

Transmission phase shifter up to 180° consisted of the 3 db-directional coupler and two phase shifters based on ferroelectric capacitor is presented. Optimum selection of the length of the line between reflective phase shifter and a 3 db-directional coupler allows expending a pass band of the phase shifter essentially. Analytical calculations and electrodynamics result of calculation of tunable phase shift of the transmission phase shifter are presented.

Библиографический список

Phase shifter, ferroelectric, 3 db-directional coupler Статья поступила в редакцию 6 ноября 2008 г.