CC BY
10УДК 621.376
Оптимизация структуры формирующих каналов радиолокационных систем при использовании квадратурных модуляторов
Храмов К.К.
Аннотация: Разрабатываются алгоритмы реализации формирователя модулированных сигналов, построенного на базе квадратурного модулятора, которые позволяют оптимизировать структуру передающего тракта РЛС.
Ключевые слова: формирование сигналов, квадратурный модулятор, радиолокационная система.
Optimization of structure of forming paths of radar systems when using quadrature modulators
Khramov K.K.
Abstract: The generalized structure of the radar exciter is considered. The modulating signals shaper constructed on the basis of the quadrature modulator is described. It is known that the waveform and frequencies of the radar probing signal and the pilot signal are identical. It allows to optimize the probing signal shaper and pilot shaper structures. The algorithms of implementation of modulated signal shaper based on quadrature modulator have been developed. These algorithms are used to optimize the structure of the radar transmitter.
Key words: waveform shaping, quadrature modulator, radar system.
Введение
Подсистема формирователя сигналов гетеродинов, передатчика и пилот-сигналов (ФСГП и ПС) импульсной радиолокационной системы (РЛС) предназначена для формирования комплекта сигналов, среди которых:
- непрерывный сигнал опорного напряжения (ОН);
- импульсные зондирующие сигналы (ЗС) передатчика с заданным законом модуляции;
- импульсные монохроматические (МХ) зондирующие сигналы;
- непрерывные сигналы гетеродинов (Г);
- импульсные контрольные пилот-сигналы (ПС) на частоте передатчика и др.
Жесткие требования, предъявляемые к возбудителю радиолокационного передатчика (по диапазону рабочих частот, параметрам и видам модуляции, уровням фазового шума и побочных спектральных составляющих, скорости переключения между рабочими частотами и др.), приводят к необходимости поиска таких способов построения его узлов, которые способны обеспечить заданные технические характеристики при минимальных массо-габритных параметрах.
Целью статьи является разработка алгоритмов, позволяющих оптимизировать структуру формирователя сигналов РЛС, построенного на базе квадратурных модуляторов.
Постановка задачи
В современных РЛС для формирования сигналов используется прямой цифровой метод синтеза на основе цифровых вычислительных синтезаторов (ЦВС) [1]. Среди достоинств, обеспечивших этой технологии широкое применение в качестве средства синтеза сигналов, можно назвать следующие:
- высокое быстродействие синтезаторов;
- высокая разрешающая способность по частоте и фазе;
- наличие квадратурных ЦВС, имеющих синфазный I и квадратурный ( выходы;
- архитектура ЦВС позволяет значительно проще изготавливать их в интегральном исполнении, чем синтезаторы с системой автоподстройки;
- цифровой интерфейс позволяет реализовать микроконтроллерное управление.
В общем виде структура возбудителя передатчика может быть представлена схемой,
изображенной на рис. 1 [2]. Возбудитель состоит из формирователя сетки частот ¡С (ФСЧ), тактируемого от опорного высокостабильного генератора (ОГ) с частотой У0, блока умножителей частоты (УЧ) и формирователя модулированных сигналов (ФМС). Параметры и режимы блоков возбудителя могут изменяться внешними сигналами управления (Упр.1, Упр.2), а закон модуляции - модулирующим сигналом
Формирователь модулированных сигналов предназначен для формирования в соответствии с требуемым законом модуляции зондирующих импульсов с допустимым уровнем пульсаций огибающей и внеполос-ных излучений. ФМС может быть построен на базе квадратурного модулятора и формирователя модулирующих квадратурных сигналов /(/) и ((/) [3]. Структурная схема такого ФМС приведена на рис. 2.
Он состоит из аналогового квадратурного модулятора КМ, построенного на основе че-тырехквадрантных ячеек Гильберта; полосового фильтра ПФ; дифференциальных ФНЧ1,2; ЦАП1,2 (или квадратурного ЦАП) и цифрового логического автомата ЛА, выполняемого как правило на ПЛИС или БМК.
ЛА, тактируемый частотой /Т, осуществляет формирование кодов модулирующих сигналов 1(кТ) и ((кТ), которые представляют собой дискретные отсчеты фазы модулируемого сигнала (к = 0, 1, ... - номер отсчета; Т = 1//Т). ЦАП1,2 преобразуют цифровые отсчеты модулирующих последовательностей с тактовой частотой ¡Т в квадратурные аналоговые многоуровневые отсчеты напряжения. ФНЧ 1,2 подавляют образы спектра с
частотами выше /Т/2. Сигналы и модулируют высокочастотный гармонический сигнал по фазе [4-6]. В результате на выходе КМ формируется модулированный сигнал. ПФ обеспечивает необходимую полосу радиосигнала.
Поскольку модуляция гармонического сигнала осуществляется на несущей частоте ¡1, то уменьшается количество последующих преобразований модулированных сигналов.
Следует обратить внимание, что структура сигналов и частотные планы формирователей сигнала передатчика (ЗС) и пилот-сигнала (ПС) полностью идентичны. Это позволяет оптимизировать структуру ФСГП и ПС, объединив формирователи ЗС и ПС, тем самым исключив из структуры один из трактов, и предусмотрев соответствующее разделение и коммутацию ЗС и ПС.
Алгоритмы построения ЛА
В общем случае в зависимости от вида модуляции сигнал на выходе ФМС описывается выражением
5М (0 = А(^005(У)), (1)
где А(^) - закон изменения амплитуды; -полная фаза сигнала, равная
= о + Фа),
где о\ = 2р / - центральная частота формируемого ЗС/ПС; Ф(/) - закон изменения фазы,
который при формировании ЗС определяется модулирующим сигналом ф(г), т.е.
Ф ЗС (О = р(0, (2)
а при формировании ПС - дополнительно до-плеровским смещением частоты
Ф ПС (О = р(0 + , (3)
где (Од = 2р /д .
Из теории комплексных чисел известно, что сигнал (1) можно представить как вещественную часть комплексной функции зм (г) = Яе[А(г)ехр( ]у(г))] =
= Re [ t) exp (Ja\ t) exp (JF (t))],
(4)
где 8(г) = А(г)ехр(./Ф(О) - комплексная огибающая сигнала.
Выражения (2)-(4) позволяют в общем виде представить структуру рассмотренного ФМС с помощью комплексных перемножителей сигналов (рис. 3).
(5)
Запишем комплексную огибающую в тригонометрической форме:
8(г) = А(0^(Ф(г))+ _/4(0яп (Ф(г)) = = I(г) + ]Ш),
где 1(0 = А(0^(Ф(0), Q(0 = А(^ш(Ф(0) -соответственно, синфазная и квадратурная составляющие комплексной огибающей.
Подставив (5) в (4) и выделив действительную часть, получим
(0 = 1(0сО8«^- Q(í)sinw1í. (6)
Из выражений (1)-(6) следует, что задача формирования ЗС и ПС сводится к формированию требуемых квадратурных компонентов 1(1) и Q(t) [4-6].
С учетом (2) и (3) выражение (5) определяет алгоритм построения ЛА формирователя ЗС и ПС:
I 1ЗС
(г) = А(0^(р)); ^Qзc (г) = А(гМр(0),
I 1ПС
(г) = А(г)^(р(г) + ); ^Qпc (г) = А(г)sin(р(t) + ^).
Функциональная схема ЛА, реализующая выражения (7)-(8) в дискретном виде, показана на рис. 4.
(7)
(8)
Для реализации приведенного алгоритма необходимо формировать дискретные отсчеты модулирующей фазовой функции ф(кТ), амплитуды А(кТ) и линейно возрастающих значений юдкТ. Выбор и переключение режимов формирования (ЗС/ПС) осуществляется коммутатором Ком.
Такая схема позволяет обеспечить когерентную работу РЛС в любом режиме работы - ЗС или ПС. Недостаток рассмотренной структуры заключается в том, что для реализации последовательности юдкТ требуется накапливающий сумматор, обнуляемый каждые п = ]2п/юд7[ отсчетов, где ]х[ - операция отбрасывания дробной части. Кроме этого, необходимо следить, чтобы значения полной фазы в выражениях (7)-(8) находились в диапазоне 0 < Ф(г) < 2п.
Рис. 5. Функциональная схема ЛА, реализующая алгоритм (10)-(11)
Для преодоления указанных недостатков вновь обратимся к выражению (5). Запишем его в виде
8(0 = ¿(г^С jj(t))exp(jaдt) = = А(г)[^(р(г))^(^дг)-
- sm(<p(t))sm(aдt)]+ (9)
+ jA(t)Мр(Г))^(^г)+ + ^(р(г)^т(&>дг)].
Последнее выражение определяет еще один алгоритм построения ЛА:
I ^ЗС
(Г) = А(гМр(Г));
[Сзс (Г) = А(Г)sin(p(t)),
7ПС (г) = А(Г)Мр(Г))^(«дГ)-
- sin(p(t))sin(Wдt)];
^ПС (г) = А(г)Мр(г))^(«дГ)+
+ COs(p(t)^т(«дГ)].
Функциональная схема ЛА, реализующая выражения (10)-(11) в дискретном виде, приведена на рис. 5.
Как следует из данной схемы, при формировании ПС используется не источник линейно возрастающих значений юдкТ как на
(10)
(11)
рис. 4, а квадратурный генератор сигнала с частотой шд. Это устраняет недоставок алгоритма (7)-(8) и является более удобным с точки зрения реализации ЛА.
Заключение
Таким образом, получены алгоритмы реализации логических автоматов формирователя модулированных сигналов, построенных на базе квадратурных модуляторов. Алгоритмы позволяют оптимизировать структуру ФСГП и ПС радиолокационной системы за счет объединения формирователей ЗС и ПС при соответствующей коммутации сигналов.
Литература
1. Ромашов В.В., Храмов К.К. Формирование сигналов в ОВЧ и УВЧ диапазонах при использовании метода прямого цифрового синтеза частот // Радиотехника. 2007, №6. С39-41.
2. Ромашов В.В., Храмов К.К. Формирователи сетки опорных частот возбудителя передатчика с использованием образов основной частоты // Методы и устройства передачи и обработки информации. 2011, Вып. 13. С. 44-47.
3. Белов Л., Голубков А., Кондрашов А., Кару-тин А. Модуляторы сигналов сверхвысоких частот.
Основные классы // Электроника: НТБ. 2008, №3. С.76-83.
4. Levanon N., Mozeson E. Radar Signals. -John Wiley & Sons, Inc., 2004. 427 pp.
5. Romashov V. V., Khramov K.K. Narrowing the Bandwidth of Phase-Coded Pulses by Their Modifying in Radar Transmitter // Proceedings of the 2011 IEEE International Siberian Conference on Control and Communications (SIBCON). - Krasnoyarsk: Siberian Federal University. Russia, Krasnoyarsk, September 15-16 2011, pp. 176-179. IEEE Catalog Number: CFP11794-CDR.
6. Храмов К.К. Применение плавного управления фазой ФКМ импульсов при их формировании // Радиотехнические и телекоммуникационные системы. 2011, №1. С.29-33.
References
1. Romashov V. V., Khramov K.K. Radiotekhnika, 2007, 6, pp.39-41.
2. Romashov V.V., Khramov K.K. Metody i ustroystva peredachi i obrabotki informatsii, 2011, 13, pp.44-47.
3. Belov L, Golubkov A, Kondrashov A., Karu-tin A. Elektronika: NTB, 2008, 3, pp.76-83.
4. Levanon N, Mozeson E. Radar Signals. - John Wiley & Sons, Inc., 2004, 427 pp.
5. Romashov V.V., Khramov K.K. Narrowing the Bandwidth of Phase-Coded Pulses by Their Modifying in Radar Transmitter // Proceedings of the 2011 IEEE International Siberian Conference on Control and Communications (SIBCON). - Krasnoyarsk: Siberian Federal University. Russia, Krasnoyarsk, September 15-16 2011, pp. 176-179. IEEE Catalog Number: CFP11794-CDR.
6. Khramov K.K. Radiotekhnicheskie i telekom-munikatsionnye sistemy, 2011, 1, pp.29-33.
Поступила 10 июня 2012 г.
Информация об авторе
Храмов Константин Константинович - кандидат технических наук, доцент, декан факультета радиоэлектроники и компьютерных систем Муромского института (филиала) ФГБОУ ВПО «Владимирский государственный университет имени Александра Григорьевича и Николая Григорьевича Столетовых».
Адрес: 602264, Муром, ул. Орловская, д. 23.
Khramov Konstantin Konstantinovich - candidate of technical sciences, assistant professor, dean of faculty of radio electronics, Murom institute (branch) of the Vladimir State University named after Alexander and Nickolay Stoletovs.
Address: 602264, Murom, st. Orlovskaya, h. 23.
E-mail: hramovkk.lan@mit.ru.
