О высокочастотной коррекции в видеоусилителях на транзисторах Текст научной статьи по специальности «Физика»

ИЗВЕСТИЯ

ТОМСКОГО ОРДЕНА ТРУДОВОГО КРАСНОГО ЗНАМЕНИ ПОЛИТЕХНИЧЕСКОГО

ИНСТИТУТА имени С. М. КИРОВА Том К "> 1960 г.

О ВЫСОКОЧАСТОТНОЙ КОРРЕКЦИИ В ВИДЕОУСИЛИТЕЛЯХ НА

ТРАНЗИСТОРАХ

И. Н. ПУСТЫНСКИЙ, Ф. М. УСОЛЫДЕВ (Представлено научным семинаром радиотехнического факультета)

Введение

Известно, что в видеоусилителях на транзисторах уменьшение усиления на высоких частотах обусловлено не только паразитными емкостями схемы (как в ламповых усилителях), но и сравнительно низкой граничной частотой самих полупроводниковых триодов (ПТ), особенно в схеме с общим эмиттером.

Методы высокочастотной коррекции в видеоусилителях на транзисторах и лампах аналогичны. Наиболее часто для коррекции высоких частот в видеоусилителях на ПТ используется ЯС — противосвязь в цепи эмиттера, поскольку она обладает заметными преимуществами по сравнению с индуктивными схемами коррекции. К этим преимуществам можно отнести:

а) более устойчивую работу каскада из-за наличия противосвязи и отсутствия корректирующих индуктивностей;

б) меньшие габариты каскада, так как для температурной стабилизации при достаточно глубокой противосвязи отпадает необходимость применения в эмиттерной цепи звена ЯС с электролитическим конденсатором;

в) более устойчивые свойства каскада во времени при изменении питающего напряжения и при использовании транзисторов с заметно отличающимися параметрами;

г) меньшие нелинейные искажения и т. д.

Имеются работы [1, 2], в которых высокочастотная коррекция с помощью противосвязи рассматривается для двух частных случаев: С* = 0, р Ф р0 и СКФ 0, р - р0.

Представляет интерес общий случай, когда Скф 0 и р Ф р0, так как он чаще всего реализуется на практике.

Этот случай и рассматривается в настоящей работе.

На рис. 1 изображен однокаскадный видеоусилитель на ПТ и его эквивалентная схема, справедливая при следующих предположениях:

1. Каскад работает в режиме усиления малых сигналов.

2. Пренебрегаем эффектами, связанными с модуляцией базы.

у

3. Сопротивление эмиттера равно-—, так как при ис-

пользовании высокочастотных триодов (типа П401 ~ П403 и т, п.)

(О

обычно -«1 .

Ро

Шг

Здесь ¡3 =

1 -¡- у о тз

коэффициент передачи тока базы,

^ --постоянная передачи тока базы, = /?г 11 /?! 11 /?2 — эквивалентное сопротивление генератора, С0 — корректирующее звено, постоянная времени которого равна V

с и*

Я» ¿пС.

о)

6)

Рис. 1. а) Схема однокаскадного усилителя, б) Эквивалентная схема усилительного каскада.

Расчет каскада по частотным и переходным характеристикам

Из теории обратной связи [3] известно, что коэффициент усиления каскада по напряжению при наличии обратной связи равен

К»

к»= и

л

где

К°и — коэффициент усиления каскада по напряжению без обратной связи,

р

коэффициент обратной связи,

М Л

Г — — — возвратная разность, М = 1 — ' ^--коэффициент, показывающий влияние обратной

з

связи на параметр передачи,

Д, А0 — определитель матрицы г - параметров с элементами обратной связи и без них, соответственно.

Принимая во внимание, что обычно ^ « 1, при активной

нагрузке получим

^а ■—' ~р — Као

1

1 +и ш)ч2

где а{ = т 150

(1) 11«)

¿>,=^[1 + танбе + тп(анб-\)\, ' (1 б)

анб

анб

где, в свою очередь,

т = — , тп = тя = Ск (Ян + Иб + гб),

Тнб хнб

Ч -г

ЯнСк( 1+Ро)

тн$= --р-——эквивалентная постоянная

2¡30) времени схемы каскада уси-гк лителя,

1 , ге 0+Ро> ,, „ *

анбе — 1 Н----р--коэффициент внутренней об

($6 г Гб) [1 + — (1 + Ро)1 Ратной связи каскада для гк средних частот,

1 , (/?о + ге) (1 + Ро) ^ * . /

анб= 1 п---р- --коэффициент общей (внутрен-

(Я$ + гб) [1 + (1 + Ро)] ней и внешней) обратной свя-гк зи каскада для средних ча-

стот,

Ка0 =- р--коэффициент усиления кас-

+ —(1 4-р0)]а«* каДа Для средних частот. гк

Если параллельно Ян имеется емкость Сн в единицы или десятки пикофарад, то, с достаточной для практики точностью, коэффициент усиления по напряжению можно записать в таком же виде, как и при Сн — 0, но при условии, что здесь уже

Сн Ян - Г Ск {Ян - г Яо + гб) И 1нб =

^ + ЯН\СК( 1 + р0) + Сн\

Ян

Гк

(1+Ро)

Модуль коэффициента частотных искажений равен

К,

К,

ио

V,

1 + а\

0)

2 2 Ь2) + со4 Ъ\

(2)

Исследовав это выражение известными, способами (в простейшем случае, приравняв коэффициенты при ш2), получим условие оптимальной коррекции частотной характеристики

а\

Ь\

2 Ь-,.

(3)

Подставляя в (3) значения аи Ь1 и Ь2 из выражений (1а), (16) и (15), получим параметр коррекции, при котором обеспечивается оптимальная частотная характеристика

-(1 -тп)~л/ {\-тпУ : [1-1-тя(«„в-1)]2^

У анб

тч =--------

°-нб г акбе

При технических расчетах пользоваться формулой (4), естественно, неудобно, поэтому целесообразно ее изобразить графически. В общем случае этого сделать нельзя, поскольку имеется два переменных параметра тп и

Так как в реальных схемах чаще всего немногим больше

единицы, ограничимся двумя значениями: ан^е = 1 и ан(^ = 2 (рис. 2).

Рис. 2. Зависимость параметра коррекции (обеспечивающего оптимальную частотную характеристику) от коэффициента обратной связи - —<*нбе— 1;-----о-нбе ~ 2.

При *нбе> что имеет место при глубокой внешней противо-

связи, выражение (4) принимает вид

тч ^ тп, (4а)

а в случае тпо.нб1

—. (4о)

анб

Переходная характеристика усилительного каскада (рис. 1) запишется в виде:

А (¿) = 1 т / е-т <, (5)

^ — а ^ — сс

8х — \/Ь\ — 4 ¿?2

где « =-----------(5я>

' — 2 ^

Анализ выражения (5) показывает, что переходная характеристика может быть монотонной (при т0а<1), может иметь апериодический

выброс (при или иметь колебательный характер (при Ь\<САЬ.>).

Из условия т0а=1 получаем, что параметр коррекции, соответствующий границе монотонной переходной характеристики, равен

Ro

т — тп, т. е. ' " 1 ~ - - н

При этом переходная характеристика каскада запишется в виде

й(*)= 1 -е-т. (6)

Время нарастания переднего фронта импульса равно

1НК = = 2,2 ^ [1 -! - тя (анбё - 1)], (7)

7 анб

а время нарастания схемы без коррекции

¿нб — 2,2 %нб [1 (8)

При т0а = 1 добротность каскада при коррекции равна его доброт-

К Ь

ности без коррекции, так как - = . Граница между апериоди-

Киок tн()

ческим и колебательным характером вершины переходной характеристики определяется условием

Ь\ = 4Ь2, (9)

из которого, подставляя значения Ь1 и Ь2 из (1 б) и (1я), найдем, что параметр коррекции равен

Шпк =

\/анб[\ +тп(анбе— 1)]

У*нб I1 -г гпп(анбе— 1)] —анбе[1 + тп(анб — 1)]

анбе

анбе

1 J_ m (п .--Ш12

• (10)

Для ускорения инженерных расчетов формула (10) изображена графически на рис. 3.

2

При Ь\ = 4 как видно из (5а) и (56), а = у = — и операционное

Ьх

выражение переходной характеристики примет вид

h(p) = ±tM}-. (11)

О -2 1^- К

Этому выражению соответствует переходная характеристика [4]

h (t) = 1 + ( 2а1~Ь~ 21 - 1 ] <r (12)

Анализ этой формулы показывает, что время, соответствующее максимуму выброса, равно

а выброс

ах Ьх

гпах

2 ах — Ъ1 2аг — Ьх

2 а,

Ь X

^ 2 Л!—г?!

(13>

(14)-

/Пл-хо ая 1,0 а$м а?о.8 о,7о,* о,б

V

в /г 16 го ос»5

Рис. 3. Зависимость параметра коррекции (обеспечивающего границу между апериодическим и колебательным характером переходной характеристики) от коэффициента обратной связи

--— <*нбе — 1;-----о-нбе = 2.

Представляет интерес переходная характеристика каскадаЦпри одновременном выполнении условий (3) и (9), т. е. при т = тП1С-= тч.

В этом случае &х = }/2~а1 и выражения (12), (13) и (14) соответственно примут вид

А(^) = 1.и(--1\е

а

V*

V2

2-

/2

Яь

(12а)

(13 а)

2-1/

8= (1/2-1)* " -1,4%. При этом время нарастания переднего фронта импульса равно

иПк = 0,955 ~нбм. (15)

(14а)

Из (3) и (9) находим, что

т = 1 %т" {а«бт ~ Ч —[1 + «„ (*нбе - 1)].

V 2 анбт — анбе анбт

Откуда необходимый коэффициент обратной связи

[(2 у 2 ~ 1 ) (1 - тп\+ 2 У2*нбе +]

О-нбт

2 тп

1/1(2У2 - 1)(1 — Мп) + 2У2 *нбеМп]2-8анбетп[1 + гап(ая* — 1)1

2 тп

Формула (17) изображена графически на рис. 4

ГПп

(17).

1 15 2 3 А 5 Ь ё ю

г з 4 3 6 ё /о /г ъ ¿о ю & я ыз

Рис. 4. Связь между коэффициентом обратной связи и параметром тп при обеспечении условия т — тпк= *пч.

При анбетп'С1, что довольно часто имеет место,

2/2-1

анбт

т1

При анбе 1 выражение (16) запишется в виде

(18)

т

анбт

(19)

Выигрыш по времени нарастания при условии т — тпк — тч по сравнению с условием т~тп получается равным 15 %.

Как видно из рис. 4, при тп 1 одновременное выполнение условий (3) и (9) затруднительно, так как для этого требуется слишком глубокая противосвязь (р.нбт > 20).

Эксперимент

С целью проверки теоретических результатов был проведен эксперимент.

Таблица 1

ком 0.5 1,0 2,0

я«. ком Ям. /<"0.1/ Расчет Эксперимент при Сн — 40 пф Расчет Эксперимент при Сн = 40 пф Расчет Эксперимент при Сн = 40 пф

™ч ПР» тч при Сн — 0 Сн - 40 пф Мч эксп С{) ЭКСП • пф Шц при Сн -0 тч при Сн~ 40 пф Шц ЭКСП Соэксп , пф тч при = 0 тч При Сн = 40 пф Шч эксп Со ЭКСП 5 пф

0,3 27 50 100 150 200 500 0,1097 0,0735 0,0393 0,0298 0,1567 0,1131 0,0856 0,0771 0,1740 0,1405 0,1070 0,0670 1 2400 0,1250 1050 1 0,078 400 0,0470 165 ! 0,0354 ] 0,0296 1 0,1967 0,1479 0,1180 0,108 0,103 0,1980 0,1430 0,1400 0,0913 0,082 3600 1400 690 300 200 0,1000 0,0631 010468 0,0420 0,0290 0,2323 0,1941 0,1926 0,1776 0,1707 0,2760 0,2120 0,2020 0,2020 0,1610 3000 1150 730 550 175

0,55 27 50 100 150 20) 500 0,1670 0,1040 0,0600 0,0425 0,2124 0,1480 0,1030 0,0856 0,1770 0,1530 0,0992 0,0755 2450 1150 370 185 0,1 80 0,0690 0,0520 0,0430 0,1990 0,1450 0,1270 0,1140 0,1940 0,1485 0,1195 0,1054 1900 728 380 260 0,0910 0,0638 0,0570 0,0364 0,2167 0,1885 0,1870 0,1770 0,2210 0,2155 0,2100 0,1720 1200 780 570 187

1,05 50 100 150 200 500 0,1740 0,1010 0,0743 0,0610 0,2151 0,1434 0,1177 0,1049 0,2095 0,1592 0,1303 0,0966 1550 590 320 180 0,1140 0,0835 0,0678 0,0389 0,1789 0,1495 0,1353 0,1115 0,1854 0,168V 0,1383 0,1017 910 550 340 100 0,0879 0,0511 0,2129 0,1852 0,2130 0,2020 580 220

2,05 100 150 200 500 0,1760 0,1260 0,1070 0,0617 0,2159 0,1710 0,1480 0,1060 0,2420 0,2045 0,1720 0,1070 900 510 320 80 0,1960 0,1440 0,1170 0,0645 0,2^80 0,2210 0,1810 0,1340 0,2530 0,2260 0,1750 0,1420 1300 740 430 140 0,1460 0,0804 0,2750 0,2190 0,2670 0,2205 720 240

3,05 1<;0 160 200 500 1 0,2470 ! 0,2848 0,1840 ! 0/2245 0,1503 0,1918 0,0865 ! 0,1314 0,30 0 0,2520 0,2040 0,1606 1150 630 380 120 0,1980 0,1620 0,0865 0,2607 0,2245 0,1546 0,2640 0,2540 0,1630 860 620 160 0,2020 0,1090 0,3158 0,2326 0,3790 0,2300 1030 250

Схема экспериментальной установки изображена на рис. 5. Усилитель 103-И позволяет обеспечить достаточное отклонение луча на экранах ИПХ-1 и ИЧХ-1 при работе каскада в режиме усиления малых сигналов (£/выхтах~0,5 в). Входная емкость усилителя 103-И с монтажной емкостью составляет около 40 пф, т. е. Сн — 40 пф.

Рис. 5. Схема экспериментальной установки.

При определенных Яг(Яб)* и подбиралась корректирующая емкость С0, обеспечивающая наиболее широкую полосу пропускания без выброса по ИЧХ-1 или выброс в переходной характеристике (1 н- 3 °/0) на ИПХ-1.

Эксперимент проводился с триодом типа П403, который имел следующие параметры: = 62, г^ — 100 ом, ге — 12 ом, гк — 157 ком, Ск~ 5 пф, = 0,247 мксек.

Параметры измерялись при режиме триода 1К ~2ма\\ икэ = — 5 в. Этот же режим работы триода по постоянному току поддерживался и при эксперименте.

Результаты расчета и эксперимента приведены в табл. 1.

Как видно из таблицы, максимальное расхождение между результатами расчета и эксперимента не превышает 20 %.

Здесь же для наглядности приведены расчетные значения параметра коррекции тч при чисто активной нагрузке (Ся = 0). При расчете параметр коррекции тн находился по формуле (4).

ЛИТЕРАТУРА

1. Агаханян Т. М., Радиотехника, уменьшение искажений фронтов импульсов в видеоусилителях на плоскостных триодах, 11, 9, 46. 1956.

2. Ржев кии К. С., Андрианов Е. С., Радиотехника и электроника. Коррекция усилителей на полупроводниковых триодах, 2, 9. 1157, 1957.

3. Т р о х и м е н к о Я. К., Радиотехника. Обратная связь в схемах с кристаллическими триодами, И, 9, 46, 1956.

4. Д и т к и н В. Л., Кузнецов П. И., Справочник по операционному исчислению, Гостехиздат, 1951.